一種100 MHz～4 GHz寬帶抗干擾射頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)

王鑫華，胡美玲，李企帆，魏 恒，李天昊，王旭東，廖春連，蘭寶巖，李 喧

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

隨著無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展,不同的通信體制工作在不同的載頻頻率和帶寬,因此接收機(jī)需要覆蓋更寬的頻帶,寬帶接收機(jī)也就應(yīng)運(yùn)而生。傳統(tǒng)窄帶接收機(jī)通常針對(duì)某一種通信應(yīng)用設(shè)計(jì),需要用片外濾波器抑制帶外非理想諧波。寬帶多載波、多信道的直接下變頻是接收機(jī)集成電路設(shè)計(jì)中常采用的經(jīng)典結(jié)構(gòu)[1-2]。因?yàn)檐浖x無(wú)線電技術(shù)的發(fā)展,寬帶接收機(jī)同時(shí)還需要具有抗干擾、低功耗等功能。在無(wú)線收發(fā)系統(tǒng)工作過(guò)程中,接收機(jī)天線會(huì)收到發(fā)射機(jī)的強(qiáng)干擾,使得接收機(jī)出現(xiàn)飽和,或者與其他頻率分量產(chǎn)生交調(diào)或者互調(diào),最終會(huì)影響線性度和接收靈敏度等指標(biāo)[3-4]。在100 MHz～4 GHz的頻段內(nèi),存在較多的其他干擾信號(hào),接收機(jī)對(duì)帶外干擾相對(duì)衰減在40 dB以上,才能有效控制軟件無(wú)線電接收機(jī)的誤碼率。國(guó)外廠商已有超寬帶收發(fā)機(jī)的相關(guān)產(chǎn)品問(wèn)世,2013年ADI公司推出了一款應(yīng)用于SDR的CMOS射頻收發(fā)器芯片AD9361,其工作頻率覆蓋70 MHz～6 GHz,但在實(shí)際應(yīng)用中需要在前端外置AFE模塊芯片,減小帶外干擾。2014年Lime Microsystems也推出了一款能夠工作在100 kHz～3.8 GHz的現(xiàn)場(chǎng)可編程CMOS射頻收發(fā)器芯片LMS7002M。這2款芯片自身不具備抑制干擾信號(hào)能力,應(yīng)用于無(wú)線通信系統(tǒng)時(shí)除芯片外還需要聲表濾波器。學(xué)術(shù)界對(duì)于超寬帶接收機(jī)的研究也在進(jìn)行中,2014年清華大學(xué)池保勇教授發(fā)表了其團(tuán)隊(duì)完成的0.1～5 GHz的SDR接收機(jī), 芯片分為低頻通道(0.1～1.5 GHz)具備抑制諧波干擾的功能,高頻通道(1～5 GHz)具備抑制帶外干擾信號(hào)的功能。Razavi等[5]設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于LTE和WiFi系統(tǒng)的寬帶接收機(jī),射頻前端電路采用自偏置的反相器結(jié)構(gòu),利用新型諧波抑制混頻器降低阻塞。工作頻率為0.4～6 GHz,信道帶寬可達(dá)200 kHz～160 MHz,噪聲系數(shù)為2.1～4.42 dB。

本文為滿足導(dǎo)航、通信、相控陣?yán)走_(dá)以及電子對(duì)抗等領(lǐng)域的需求,設(shè)計(jì)了一種寬帶、抗干擾的射頻接收機(jī)芯片,輸入頻率為100 MHz～4 GHz,在直接下變頻接收機(jī)的基礎(chǔ)上,增加了直流失調(diào)校準(zhǔn)電路、移相電路等結(jié)構(gòu),優(yōu)化了芯片的噪聲和抗干擾性能;利用電磁仿真工具設(shè)計(jì)了巴倫(Balun)、電感等無(wú)源器件,擴(kuò)展了電路的帶寬,能夠有效抑制頻帶內(nèi)的干擾信號(hào),在強(qiáng)干擾信號(hào)下整個(gè)接收機(jī)通道不阻塞,能檢測(cè)出極小的有用信號(hào),同時(shí)保證與沒(méi)有干擾狀態(tài)相比性能不惡化,提高了系統(tǒng)的通用性和小型化。

1 寬帶抗干擾射頻接收機(jī)的整體結(jié)構(gòu)

直接下變頻接收機(jī)常用的結(jié)構(gòu)如圖1所示,輸入信號(hào)經(jīng)低噪聲放大器(LNA)處理后,進(jìn)入IQ兩路的跨導(dǎo)級(jí)(Gm)電路,再經(jīng)無(wú)源混頻器(MIXER)混頻,最后通過(guò)跨阻放大器(TIA)輸出。采用這種形式的電路,可抑制噪聲、提高線性度,但存在信號(hào)帶寬窄、直流失調(diào)和本振串?dāng)_等問(wèn)題。

圖1 常用直接下變頻接收機(jī)的結(jié)構(gòu)Fig.1 Common structure of direct down conversion receiver

寬帶抗干擾射頻接收機(jī)屬于大規(guī)模模擬集成電路,包含了射頻前端電路、中頻處理電路以及本振電路等多種類型的電路,具有集成度高的特點(diǎn)。本文輸入頻率為100 MHz～4 GHz,需寬帶匹配。在輸入端去掉限制帶寬范圍的低噪聲放大器之后,加入定制的無(wú)源器件Balun。單端射頻信號(hào)VRF通過(guò)Balun轉(zhuǎn)換成差分形式,再經(jīng)跨導(dǎo)放大器轉(zhuǎn)換成電流,通過(guò)射頻開關(guān)級(jí)和跨阻增益放大器,輸出至模擬中頻處理。本振通路中本振信號(hào)VLO經(jīng)Balun轉(zhuǎn)換至差分形式,再經(jīng)無(wú)源移相和放大后,作為混頻的本振輸入。直接下變頻結(jié)構(gòu)中由于工藝和本振泄露等問(wèn)題會(huì)造成直流失調(diào),因此增加了電流注入式的直流失調(diào)校準(zhǔn)電路。針對(duì)偶次諧波交調(diào)對(duì)接收機(jī)線性度的影響,采用調(diào)節(jié)開關(guān)管柵極電壓的方式進(jìn)行校準(zhǔn)。

低中頻接收電路射頻前端部分如圖2所示。

圖2 低中頻接收電路射頻前端部分Fig.2 RF front-end of low-IF receiver

1.1 無(wú)源器件的設(shè)計(jì)和仿真

Balun可將單端的射頻輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成差分形式。相對(duì)于外部分立元件的Balun,集成于芯片內(nèi)部的Balun可以消除外部互連線帶來(lái)的影響。

本文用頂層金屬設(shè)計(jì)了一種寬6 μm,初級(jí)線圈和次級(jí)線圈均為7匝的Balun,物理布局如圖3所示。

圖3 Balun的物理布局Fig.3 Balun layout

采用AC仿真驗(yàn)證Balun性能,圖4顯示Balun差分輸出之間的幅度和相位誤差。當(dāng)射頻輸入頻率為1.1 GHz時(shí),差分輸出的幅度不平衡達(dá)到最小值-4.9 dB。相位誤差在400 MHz～2.2 GHz時(shí)小于1°。

圖4 Balun相位和幅度誤差仿真Fig.4 Simulation of Balun amplitude and phase error

1.2 無(wú)源混頻器

有源混頻器雖然具有功耗低、隔離性能好等特點(diǎn),但無(wú)源混頻器更適用于直接下變頻接收機(jī),它具有1/f噪聲小、開關(guān)對(duì)管不消耗直流電流等優(yōu)點(diǎn)[6-8],因此無(wú)源混頻器在噪聲和線性度上比有源結(jié)構(gòu)更有優(yōu)勢(shì)。如圖5所示,無(wú)源結(jié)構(gòu)的混頻器主要包括輸入跨導(dǎo)級(jí)、無(wú)源混頻開關(guān)管和跨阻放大器三部分?？鐚?dǎo)級(jí)采用差分共源放大器的形式,輸出端采用共模反饋環(huán)路,提高穩(wěn)定性?？鐚?dǎo)級(jí)和開關(guān)管之間有電容濾除直流信號(hào)。開關(guān)對(duì)管通過(guò)本振信號(hào)控制柵極的關(guān)斷和導(dǎo)通,實(shí)現(xiàn)混頻。由于開關(guān)管非線性和跨導(dǎo)級(jí)輸出寄生電容CPAR的原因,開關(guān)存在一個(gè)等效的阻抗(ZMIX):

(1)

圖5 電流驅(qū)動(dòng)的無(wú)源混頻器結(jié)構(gòu)Fig.5 Current-driven passive mixer

在量化分析無(wú)源混頻器的傳輸函數(shù)時(shí),暫時(shí)不計(jì)入該阻抗的影響。無(wú)源混頻器最后一級(jí)是跨阻放大器,也是基帶信號(hào)鏈的第一級(jí),在開關(guān)對(duì)得的出端呈低阻節(jié)點(diǎn)。它由一個(gè)兩級(jí)放大器和電阻電容反饋網(wǎng)絡(luò)組成。RC網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)可以通過(guò)改變電容值實(shí)現(xiàn)。

采用電流驅(qū)動(dòng)的無(wú)源混頻器,設(shè)計(jì)過(guò)程中需要分析信號(hào)流形式隨著電壓-電流-電壓變換過(guò)程中的阻抗形式變化。

跨導(dǎo)級(jí)將射頻電壓轉(zhuǎn)換成電流形式:

iRF(t)=gmvRF(t) 。

(2)

射頻信號(hào)的電流iRF通過(guò)開關(guān)對(duì)之后變?yōu)榛鶐щ娏鱥BB:

(3)

假設(shè)基帶的負(fù)載是線性時(shí)不變系統(tǒng),且其差分阻抗為ZBB(s) ,則通過(guò)負(fù)載的基帶電壓可以表述成:

(4)

式中:*為卷積符號(hào),zBB(t)為基帶阻抗的時(shí)域形式。

經(jīng)過(guò)Laplace變換后混頻器的電壓轉(zhuǎn)換增益GainC為[9]:

(5)

選取跨導(dǎo)級(jí)的增益Gm=59.4 mS,跨阻放大器等效阻抗R=500 Ω,中頻在0～100 MHz變化時(shí),轉(zhuǎn)換增益仿真曲線如圖6所示。

圖6 轉(zhuǎn)換增益仿真曲線Fig.6 Simulated conversion gain curve

接收機(jī)混頻器的增益、線性度和噪聲之間存在互相制約的關(guān)系。當(dāng)混頻器增益增加時(shí),會(huì)抑制噪聲,同時(shí)會(huì)惡化電路的線性度,如圖7所示。圖7(a)顯示噪聲會(huì)隨著增益的增加而下降,而圖7(b)則說(shuō)明增益增加時(shí),輸入-1 dB壓縮點(diǎn)會(huì)左移,線性輸入范圍不斷縮小?；祛l器是接收機(jī)中變頻器件,也是引入非線性誤差最大的部分。綜合考慮各種因素的影響,選擇輸入-1 dB壓縮點(diǎn)大于-10 dB。

(a)噪聲仿真

(b) 增益仿真

1.3 直流失調(diào)消除電路的設(shè)計(jì)

零中頻(zero-Intermediate Frequency,zero-IF)接收機(jī)具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、功耗低,且易于基帶處理電路集成的特點(diǎn),但與低中頻相比,由于直接變頻到基帶頻率,直流失調(diào)的問(wèn)題尤為嚴(yán)重[10-11]。在接收鏈路中,直流失調(diào)電壓會(huì)直接影響接收機(jī)靈敏度。當(dāng)射頻信號(hào)的強(qiáng)度接近接收機(jī)靈敏度時(shí),接收機(jī)內(nèi)LNA、混頻器和濾波器等模塊都需要提高增益,維持中頻輸出的幅度。由于直流失調(diào)電壓的存在,接收機(jī)在放大有用信號(hào)的同時(shí),抬高了各個(gè)模塊偏置電路的直流電壓,壓縮了通道的動(dòng)態(tài)范圍,損失了部分增益,ADC輸入信號(hào)幅度減小,影響系統(tǒng)的信噪比(Signal to Noise Ratio,SNR),嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致無(wú)法正確解調(diào)波形[12-16]。

本接收機(jī)電路中,可能存在很多引入直流失調(diào)的地方,如圖8所示。其中,VOS1和VOS2為Gm級(jí)輸出存在的失調(diào)電壓,VOS3和VOS4為開關(guān)級(jí)輸出存在的失調(diào)電壓,VOS5和VOS6為TIA級(jí)引起的失調(diào),VOS7和VOS8為輸出放大級(jí)的失調(diào)。Gm級(jí)和開關(guān)級(jí)之間存在隔直電容,前一級(jí)的直流失調(diào)不會(huì)傳入第二級(jí)。由于OTA增益大于40 dB,輸入和輸出之間存在反饋電路,所以TIA前級(jí)和后級(jí)直流失調(diào)基本一致。輸出放大器增益較小,VOS7和VOS8也會(huì)相對(duì)較小。

圖8 直流失調(diào)電壓的主要來(lái)源Fig.8 Main sources of DC offset

直流失調(diào)產(chǎn)生的主要原因有工藝偏差和開關(guān)對(duì)管產(chǎn)生的自混頻等原因。常用的消除直流失調(diào)的方法有加入交流耦合電容、采用反饋環(huán)路等方法[17-18]。

VOS3和VOS4引起的失調(diào)最為明顯,也是主要的消除對(duì)象。VOS3和VOS4位于跨阻運(yùn)算放大器的輸入端,采用插入補(bǔ)償電流的方式,使得流入跨阻運(yùn)算放大器2個(gè)反饋電阻的電流相等,進(jìn)而達(dá)到消除VOS3和VOS4直流失調(diào)的作用。

為了方便在電路板、通信設(shè)備中消除接收機(jī)的直流失調(diào)電壓,采用電流穩(wěn)壓器控制補(bǔ)償電流大小的消除電路形式。因?yàn)樵陔娏鞣€(wěn)壓器結(jié)構(gòu),可實(shí)現(xiàn)外部控制電壓(Vb)在一定范圍內(nèi)對(duì)輸出電流連續(xù)線性可調(diào),如圖9所示。

圖9 直流失調(diào)消除電路原理示意Fig.9 Schematic of DC offset cancellation circuit

在電流穩(wěn)壓器中,外部的參考電壓被一個(gè)運(yùn)放(AMP)和一個(gè)電阻(R1)轉(zhuǎn)換成電流。將兩路轉(zhuǎn)換電流分別插入跨阻運(yùn)算放大器的2個(gè)電阻上,實(shí)現(xiàn)插入補(bǔ)償?shù)淖饔?。?dāng)TIA輸出的電壓兩端偏置相等時(shí),停止插入補(bǔ)償電流。

外部模擬控制電壓Vb在0.7～2.0 V變化時(shí),可將輸出信號(hào)正負(fù)端(VOUT-,VOUT+)的偏置點(diǎn)調(diào)至相等,從而實(shí)現(xiàn)直流失調(diào)的校準(zhǔn),如圖10所示。

圖10 輸出直流失調(diào)隨控制電壓的變化結(jié)果Fig.10 Simulated DCOC output voltage varied with control voltage

1.4 無(wú)源移相的RC多相濾波器(PPF)

本振信號(hào)的IQ不平衡度會(huì)影響zero-IF接收機(jī)的性能,采用RC PPF可將本振信號(hào)正交化。RF CMOS PPF相比于其他產(chǎn)生正交化信號(hào)的方法具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、帶寬性能好、受工藝制程變化影響小的優(yōu)勢(shì)[19]。因?yàn)镻PF中的電阻熱噪聲可能會(huì)惡化整個(gè)無(wú)源混頻器的噪聲,所以需要考慮前一級(jí)的阻抗。設(shè)計(jì)中采用二階RC-CR的網(wǎng)絡(luò),多相濾波器結(jié)構(gòu)如圖11所示。差分的本振輸入信號(hào)(VLOP、VLOM)通過(guò)兩階的RC網(wǎng)絡(luò)延時(shí)后,相位實(shí)現(xiàn)90°(VLOQP)和270°(VLOQM)的正交化。多相濾波器的幅度誤差和相位誤差仿真如圖12所示。

圖11 多相濾波器結(jié)構(gòu)Fig.11 Schematic diagram of PPF

圖12 PPF相位差和幅度誤差Fig.12 Simulated phase and amplitude error of PPF

2 接收機(jī)整體仿真

寬帶抗干擾混頻器的主要設(shè)計(jì)難點(diǎn)是射頻輸入頻率范圍寬,且要滿足抗干擾要求。在滿足線性度、噪聲等基礎(chǔ)上,最大限度地滿足寬帶的要求。無(wú)源混頻的轉(zhuǎn)換增益仿真結(jié)果如圖13所示,仿真設(shè)置高射頻低本振的形式,仿真射頻頻率在100 MHz～4 GHz變化時(shí)的曲線族。當(dāng)中頻信號(hào)在10～100 MHz變化時(shí),得到轉(zhuǎn)換增益的曲線。當(dāng)射頻信號(hào)為1.11 GHz、本振為1.1 GHz時(shí),轉(zhuǎn)換增益最高為16.3 dB。

圖13 接收機(jī)轉(zhuǎn)換增益仿真結(jié)果Fig.13 Simulated conversion gain of receiver

3 實(shí)現(xiàn)和結(jié)果分析

寬帶抗干擾的zero-IF接收機(jī)兼容多種通信體制,但對(duì)帶寬要求高,同時(shí)還要滿足抗干擾要求。仿真zero-IF接收機(jī)時(shí),模擬芯片應(yīng)用的實(shí)際狀態(tài),搭設(shè)外圍電路。綜合考慮功耗、線性度、帶寬和噪聲等性能,確定電路結(jié)構(gòu)。

在設(shè)計(jì)接收機(jī)的物理布局時(shí),針對(duì)射頻輸入匹配、中頻輸出匹配和本振IQ失配等問(wèn)題,運(yùn)用對(duì)稱、屏蔽和走線等長(zhǎng)等方法,保證指標(biāo)的實(shí)現(xiàn)。實(shí)物如圖14所示。

圖14 實(shí)物照片F(xiàn)ig.14 Photo of receiver chip

測(cè)試過(guò)程中針對(duì)100 MHz、2.4 GHz和4 GHz等典型頻點(diǎn)的應(yīng)用,記錄其輸入損耗、增益和噪聲等指標(biāo)。當(dāng)射頻輸入為2.4 GHz時(shí),S11<-10,如圖15所示,證明射頻輸入匹配到50 Ω良好,輸入端回波損耗低。

圖15 S11測(cè)試結(jié)果Fig.15 Test result of S11

測(cè)試接收芯片輸出波形上,當(dāng)中頻頻率在1～10 MHz變化時(shí),輸出信號(hào)的峰峰值為474～529 mV,換算成電壓增益如圖16所示。

圖16 接收機(jī)增益測(cè)試Fig.16 Test result of receiver gain

表1列舉了近些年國(guó)內(nèi)外報(bào)道的寬帶接收機(jī)的主要性能對(duì)比?？梢钥闯?本文設(shè)計(jì)流片的寬帶接收機(jī)工作的頻帶較寬,且直流失調(diào)可消除至5 mV。

表1 寬帶抗干擾接收機(jī)性能對(duì)比Tab.1 Performance comparison of broadband andanti-interference receiver

4 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種寬帶、抗干擾的射頻接收機(jī)芯片,接收芯片采用zero-IF的架構(gòu),輸入頻率為100 MHz～4 GHz,最高增益可達(dá)33.4 dB。針對(duì)zero-IF架構(gòu)容易產(chǎn)生的直流失調(diào)效應(yīng),采用穩(wěn)壓器和電流鏡的結(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)了連續(xù)可調(diào)的直流失調(diào)消除模塊,可將直流失調(diào)降至5 mV,從而提高了接收機(jī)的抗干擾性能,可廣泛應(yīng)用于導(dǎo)航、通信等終端中。