基于互感動態(tài)識別的波光互補(bǔ)裝置水下無線電能傳輸控制策略研究

摘 要：隨著中國海洋資源開發(fā)，水下探測設(shè)備被大量布置在海域內(nèi)，其電能供給成為裝置長期運(yùn)行面臨的重大難題。針對以上問題，提出一種基于波浪能和光伏互補(bǔ)供電的水下電能傳輸裝置，利用波浪能和太陽能的天然互補(bǔ)性，能為裝置提供穩(wěn)定電力來源，同時(shí)結(jié)合無線電能傳輸?shù)姆墙佑|特性，實(shí)現(xiàn)海洋環(huán)境下探測設(shè)備電能安全傳輸。通過對發(fā)電系統(tǒng)設(shè)計(jì)、耦合裝置分析、動態(tài)互感識別、能量傳輸設(shè)計(jì)以及雙側(cè)協(xié)調(diào)控制，實(shí)現(xiàn)水下電能傳輸和最大效率跟蹤控制。最后，搭建實(shí)驗(yàn)平臺進(jìn)行海水環(huán)境中電能傳輸實(shí)驗(yàn)，結(jié)果表明：裝置能實(shí)現(xiàn)約260 W電能傳輸，且互感從20 μH到50 μH變化時(shí)，能通過互感識別和雙側(cè)控制實(shí)現(xiàn)在負(fù)載區(qū)間20 Ω到50 Ω變化時(shí)，恒壓模式下維持最大效率在90%左右。

關(guān)鍵詞：波浪能；太陽能；電能傳輸；最大效率跟蹤；雙側(cè)控制；互感識別

中圖分類號：TM619 " " " "文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

海洋中蘊(yùn)含著大量資源，隨著水下探測技術(shù)的進(jìn)步和中國可再生能源戰(zhàn)略的實(shí)施，水下海洋資源開發(fā)也愈發(fā)深入［1］。因此，大量的水下探測設(shè)備被放置于中國海域內(nèi)，其中水下自主航行器（autonomous underwater vehicle， AUV）在海底資源開發(fā)、水下信息交互以及礦產(chǎn)資源探測等領(lǐng)域具有獨(dú)特的優(yōu)勢，其應(yīng)用愈加廣泛［2］。但受所攜帶動力電池能量密度的制約，AUV長時(shí)間、遠(yuǎn)距離巡航時(shí)，必然會面臨能量耗盡需要及時(shí)補(bǔ)充的問題［3-4］。因此，本文采用太陽能和波浪能互補(bǔ)發(fā)電即可實(shí)現(xiàn)電能的穩(wěn)定供給，同時(shí)結(jié)合無線電能傳輸技術(shù)（wireless power transfer， WPT），完成AUV水下電能傳輸，建立全天候和全時(shí)段水下探測網(wǎng)絡(luò)。

近來，國內(nèi)外專家學(xué)者對海洋裝備供電技術(shù)進(jìn)行了深入研究。美國弗羅里達(dá)科技大學(xué)設(shè)計(jì)了柔性薄膜太陽電池，對微型自主水下航行器進(jìn)行供電［5］；美國馬里蘭大學(xué)設(shè)計(jì)了光伏能量收集電子電路，對船舶儀器進(jìn)行供電［6］。中國科學(xué)院廣州能源研究所提出振蕩水柱式錐形中心管波浪能供電浮標(biāo)，擁有良好的水動力學(xué)性能和波浪能俘獲能力［7］；中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)研發(fā)設(shè)計(jì)了適用于潛標(biāo)的水下波浪能俘獲系統(tǒng)，該系統(tǒng)具有工質(zhì)環(huán)保的特點(diǎn)，適合在長周期和大波高的波浪下工作［8］；太原理工大學(xué)提出海洋漂浮式光伏發(fā)電系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)了海上光伏發(fā)電［9］。此外，國內(nèi)外研究機(jī)構(gòu)對水下無線電能傳輸技術(shù)進(jìn)行了多方面研究。日本東北大學(xué)提出一種優(yōu)良抗氣隙偏移能力的電磁感應(yīng)無線充電系統(tǒng)，其錐型磁耦合裝置具有較高傳輸效率［10］；美國密歇根大學(xué)將接收側(cè)環(huán)型磁耦合裝置分段處理，發(fā)射側(cè)采用Ⅰ型磁芯，具有較高的滾動容錯(cuò)能力［11］；德雷克塞爾大學(xué)提出一種單極性圓柱型磁耦合結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)對角度偏移具有極高的容錯(cuò)性［12］；浙江大學(xué)提出一種罐型磁耦合裝置，采用P48罐型磁芯，傳輸功率超過400 W［13-14］；哈爾濱工程大學(xué)提出基于弱通信的雙側(cè)功率及最優(yōu)效率控制策略，利用降壓斬波電路進(jìn)行功率閉環(huán)和升壓斬波電路進(jìn)行閉環(huán)阻抗匹配［15］。

本文重點(diǎn)開展此系統(tǒng)的水下電能傳輸技術(shù)研究，目前水下WPT技術(shù)主要面臨的問題有：洋流及海洋生物對WPT設(shè)備姿態(tài)干擾、耦合器對接誤差和海水介質(zhì)渦流損耗等［16-17］。其中，較為嚴(yán)重的問題是耦合裝置在水下不同程度錯(cuò)位以及負(fù)載條件變化，使系統(tǒng)工作頻率發(fā)生漂移，導(dǎo)致傳輸效率大幅降低［18］。因此，為提高AUV水下無線充電系統(tǒng)在動態(tài)狀態(tài)下的傳輸效率，本文從磁耦合裝置互感變化分析入手，利用交流阻抗分析法建立復(fù)數(shù)域下的參數(shù)識別模型，結(jié)合引入非對稱學(xué)習(xí)因子與指數(shù)型慣性權(quán)重的改進(jìn)粒子群算法，進(jìn)行互感識別。在改進(jìn)粒子群算法基礎(chǔ)上，提出發(fā)射側(cè)引入Buck-Boost電路實(shí)現(xiàn)閉環(huán)電壓控制，接收側(cè)引入半有源整流器實(shí)現(xiàn)最大效率跟蹤的雙邊控制策略。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和特性分析

1.1 系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)

為實(shí)現(xiàn)水下探測設(shè)備的電能供給，本文提出一種基于波浪發(fā)電和光伏互補(bǔ)的漂浮式供電系統(tǒng)，如圖1所示，具體包括海上漂浮平臺和海底電能傳輸裝置，其中海上漂浮平臺由內(nèi)外雙浮筒構(gòu)成，當(dāng)外浮筒隨著波浪運(yùn)動時(shí)，內(nèi)浮筒由于阻尼板處于靜止?fàn)顟B(tài)，內(nèi)外浮筒之間的速度差驅(qū)動直線發(fā)電機(jī)工作電能。同時(shí)，在外浮筒上方鋪設(shè)光伏組件將太陽能轉(zhuǎn)化為電能，通過海纜輸送給電能傳輸裝置，最后利用水下無線供電技術(shù)為探測器充電。圖2為AUV三維模型，主要包括儀器倉、定位巡航、電池倉及主推進(jìn)倉等部分。

1.2 耦合裝置錯(cuò)位分析

由于AUV內(nèi)部空間較狹小且易受到磁場的干擾，耦合裝置僅適合裝于電池倉四周，由于受到不同方向水流的沖擊，需留有適當(dāng)錯(cuò)位裕度。針對此特殊要求，設(shè)計(jì)雙極性弧形磁耦合裝置，如圖3所示。利用有限元參數(shù)化掃描優(yōu)化方法，確定雙極性弧形磁耦合器的實(shí)際參數(shù)如表1所示。

AUV進(jìn)入充電塢充電過程中，受到不同程度海流沖擊，將會引起耦合裝置參數(shù)動態(tài)變化，對傳輸性能產(chǎn)生影響?？紤]水下場景，將Litz線圈替換為BVR軟線，磁耦合裝置如圖4所示。

對磁耦合裝置進(jìn)行三維錯(cuò)位性實(shí)驗(yàn)，具體方向標(biāo)識如圖5所示。設(shè)置錯(cuò)位實(shí)驗(yàn)：軸向錯(cuò)位范圍為±30 mm、角度偏移范圍為±10°、氣隙變化范圍為0～10 mm。

根據(jù)圖5可看出，隨著軸向錯(cuò)位程度的增大，互感[M]降低7.207 μH，衰減率為15.58%。當(dāng)角度偏移增大，互感[M]降低12.115 μH，衰減率為26.20%。此外，隨著氣隙增大，互感[M]降低16.571 μH，衰減率為35.83%。

2 水下無線電能傳輸控制策略

2.1 電能傳輸互感動態(tài)識別

為實(shí)現(xiàn)互感變化狀態(tài)下電能傳輸最大效率跟蹤，在逆變橋前端引入Buck-Boost起到電壓閉環(huán)控制，在接收側(cè)整流電路設(shè)計(jì)半有源整流電路，利用Buck-Boost的電壓調(diào)節(jié)功能和半有源整流橋的阻抗匹配功能，實(shí)現(xiàn)雙端控制下最大效率跟蹤，如圖6所示。

利用交流阻抗分析法，令[Re=Re（Zs）=Rs+RLeq]，[λp=ωLp?1/ωCp]，[λs=ωLs?1/ωCs]，反射阻抗[Zr]為：

[Zr=ω2M2Reλ2s+R2e-jω2M2λsλ2s+R2e] （1）

式中：[Rs]——接收側(cè)補(bǔ)償電阻，Ω；[RLeq]——負(fù)載等效電阻，Ω；[Lp]——發(fā)射側(cè)諧振線圈自感，Ω；[Ls]——接收側(cè)諧振線圈自感，μH；[Cs]——接收側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償電容，nF；[Cp]——發(fā)射側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償電容，nF。

令[αr=Re（Zr），βr=Im（Zr）]，即：

[Zr=αr+jβr] （2）

則接收側(cè)等效阻抗與發(fā)射側(cè)線圈的總阻抗[Zp]為：

[Zp=（Rp+αr）+j（λp+βr）] （3）

令[αp=Re（Zp），βp=Im（Zp）]，有：

[Zp=αp+jβp] （4）

[σz=（1-ωCfβp）2+（ωCfαp）2] （5）

最終得到系統(tǒng)的輸入阻抗[Zin]為：

[Zin=αpσz+jβp-ωCfα2p-ωCfβ2p+ωLfσzσz] （6）

式中：[Lf]——發(fā)射側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償電感，μH；[Cf]——發(fā)射側(cè)并聯(lián)補(bǔ)償電容，nF。

令[αz=Re（Zin），βz=Im（Zin）]，即：

[Zin=αz+jβz] （7）

可推導(dǎo)得出[If_RMS]為：

[If_RMS=22EdcπZin=22Edcπαz2+βz2] （8）

利用粒子群算法對動態(tài)互感進(jìn)行識別，由于傳統(tǒng)粒子群算法前期尋優(yōu)速度較慢、后期易陷入局部最優(yōu)和精度偏低，本文將線性遞減函數(shù)改進(jìn)為指數(shù)型函數(shù)：

[ω0=ωmin+（ωmax-ωmin）e-2kkmax] （9）

式中：[ω0]——慣性權(quán)重；[ωmin]——初始迭代慣性權(quán)重；[ωmax]——最大迭代次數(shù)[kmax]時(shí)的慣性權(quán)重；[k]——當(dāng)前迭代次數(shù)；[kmax]——最大迭代次數(shù)。

同時(shí)，為進(jìn)一步加強(qiáng)算法前期的全局搜索能力和后期局部搜索精度，將原有個(gè)體學(xué)習(xí)因子[c1]和社會學(xué)習(xí)因子[c2]改進(jìn)為：

[c1=c10-（c11-c10）kkmaxc2=c20+（c21-c20）kkmax] （10）

由式（8）計(jì)算當(dāng)前辨識值[If_RMS]，并與實(shí)時(shí)采樣的逆變電流有效值[If0]作誤差絕對值，得到算法適應(yīng)度函數(shù)：

[ej=If_RMS-If0] （11）

最后通過多次迭代實(shí)現(xiàn)動態(tài)參數(shù)實(shí)時(shí)識別，具體流程為：

1）設(shè)置系統(tǒng)電路的基本參數(shù)。包括：直流電壓[Edc、Lf、] [Cf、Cp、Lp、Ls、Cs、Rp、Rs]以及[ω]。

2）算法基本參數(shù)。包括：種群數(shù)為50，最大迭代次數(shù)為100，學(xué)習(xí)因子[c1、c2]等。在1.2節(jié)仿真得出的互感變化范圍基礎(chǔ)上，適當(dāng)增加裕度作為互感識別算法約束范圍：[M∈]［25 μH，50 μH］。

3）采集實(shí)際系統(tǒng)發(fā)射側(cè)逆變橋輸出電流[If0]。

4）選取辨識電流值[If_RMS]與采樣的逆變電流有效值[If0]作誤差絕對值。

5）記錄所有粒子的適應(yīng)度，比較并記錄個(gè)體當(dāng)前最優(yōu)值[Pgbest]和種群當(dāng)前最優(yōu)值[Pzbet]，更新粒子位置和速度，并進(jìn)行邊界約束。

6）判斷是否滿足結(jié)束條件。若滿足，則輸出互感識別結(jié)果，否則執(zhí)行步驟4）、5），直至滿足結(jié)束條件。

2.2 雙側(cè)最大效率跟蹤策略

為方便分析，建立電能傳輸拓?fù)潆娐返牡刃Ｐ停媒涣髯杩狗治龇ū硎镜刃ё杩?，如圖7所示。

逆變器輸出電壓[Us]為：

[Us=Edc22dπ（1-d）] （12）

式中：[Edc]——直流電源，V；[d]——占空比。

接收側(cè)反射電阻[Zref]為：

[Zref=ω2M2Z22] （13）

式中：[Z22]——接收側(cè)等效阻抗，Ω。

利用二端口網(wǎng)絡(luò)理論建立數(shù)學(xué)模型：

[UsIs=A11A12A21A22·UtIt] （14）

式中：[A11]、[A12]、[A21]、[A22]——二端口的等效阻抗標(biāo)識；[Ut]——[Rt]和[Zref]兩端電壓，V；[Rt]——接收側(cè)補(bǔ)償電阻，Ω；[It]——流經(jīng)[Lt]的電流，A；[Lt]——發(fā)射側(cè)自感，μH。

采用T型網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)簡化計(jì)算，其中：

[A=A11A12A21A22=Z1+Z2Z2PZ21Z2Z2+Z3Z2] （15）

式中：[Z1=jωLf]；[Z2=1/jωCf]；[Z3=jωLt+1/jωCt]；[P=Z1Z2+Z2Z3+Z1Z3]；[Lf]——發(fā)射側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償電感，μH；[Ct]——發(fā)射側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償電容，nF；[Cf]——發(fā)射側(cè)并聯(lián)補(bǔ)償電容，nF。

系統(tǒng)的輸入阻抗[Zin]為：

[Zin=（Zeq+Z3）∥Z2+Z1=A11Zeq+A12A21Zeq+A22=ω2Lf2Zeq] （16）

為了使系統(tǒng)達(dá)到諧振狀態(tài)，電路參數(shù)應(yīng)滿足：

[ωLf=1ωCfωLr=1ωCr1ωCt=ω（Lt-Lf）] （17）

逆變輸出相電流[Is]、流入發(fā)射側(cè)的電流[It]、接收側(cè)流出電流[Ir]分別為：

[Is=UsZin=UsZeqω2L2fIt=UsjωLfIr=ItjωMZ22=UsMLf（Rr+RLeq）] （18）

半有源整流器電壓[Uα]為：

[Uα=UsMLf（Rr/RLeq+1）] （19）

輸入功率[Ps]為：

[Ps=Us2（Zref+Rt）ω2Lf2] （20）

輸出功率[Po]為：

[Po=I2rRLeq=（ωMUs）2RLeq（A11Zeq+A12）Z222=（MUs）2RLeqLf2（Rr+RLeq）2] （21）

系統(tǒng)效率[η]為：

[η=PoPs=（ωM）2RLeq（Rr+RLeq）（ωM）2+Rt（Rr+RLeq）2] （22）

從式（22）可知，系統(tǒng)效率[η]是互感[M]的函數(shù)。則系統(tǒng)最大效率[ηmax]和最大效率對應(yīng)的最優(yōu)阻抗[RLeq_opt]可表示為：

[dηdRLeq=0?RLeq_opt=R2r+ω2M2RrRt] （23）

[ηmax=ω2M22RtR2r+ω2M2RrRt+Rr+ω2M2] （24）

當(dāng)半有源整流器輸入電壓只考慮基波成分，其一階分量有效值可表示為：

[Uα_RMS=22πUosinβ] （25）

式中：[β]——半有源整流器的電壓導(dǎo)通角，（ °）。

根據(jù)能量守恒原理，可有：

[U2α_RMSRLeq=U2oRL?RLeq=8π2RLsin2β] （26）

根據(jù)式（24）可知，最大效率[ηmax]對應(yīng)的半有源整流器的電壓導(dǎo)通角[β]應(yīng)滿足：

[RLeq_opt=R2s+ω2M2RsRp=8π2RLsin2β?β=arcsinπ28RLR2s+ω2M2RsRp] （27）

從式（12）、式（19）和式（25）可知，在識別互感[M]的基礎(chǔ)上，通過控制Buck-Boost變換器變量[d]即可調(diào)節(jié)直流側(cè)的供給電壓，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)負(fù)載端輸出電壓的作用，由式（27）知，改變半有源整流橋變量[β]即可實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)最優(yōu)阻抗對應(yīng)的最大效率，流程如圖8所示。

3 實(shí) 驗(yàn)

為驗(yàn)證上述互感動態(tài)變化下最大效率跟蹤策略的有效性和可行性，搭建基于互感動態(tài)識別的雙極性弧形水下無線充電實(shí)驗(yàn)平臺，如圖9所示。電能由可編程交直流電源流入Buck-Boost變換器，得到可控的直流電壓。直流電通過高頻H橋逆變器轉(zhuǎn)換為50 kHz高頻交流電，再通過發(fā)射側(cè)諧振補(bǔ)償電路、發(fā)射側(cè)線圈傳輸?shù)酱篷詈涎b置的接收側(cè)。接收側(cè)感應(yīng)出交流電并通過串聯(lián)補(bǔ)償、半有源整流器轉(zhuǎn)換為直流電壓，后經(jīng)電容濾波器給負(fù)載電池供電。驅(qū)動電路為Buck-Boost變換器、相控H橋逆變器和半有源整流器提供+15 V放大的PWM信號。驅(qū)動電路的PWM信號則由半實(shí)物仿真器RT-LAB OP5600產(chǎn)生，該控制器還負(fù)責(zé)采集高頻交流信號、參數(shù)識別算法處理及產(chǎn)生半有源整流器等電路的PWM驅(qū)動信號。

3.1 海水模擬實(shí)驗(yàn)

將磁耦合裝置與模擬AUV外壁的亞克力板放入3.5%濃度的鹽水中進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，在磁耦合裝置正對、負(fù)載阻值為20 Ω條件下，示波器波形如圖10a和圖10b所示。其中，圖10a為半有源整流橋兩端電壓[Uf]、逆變橋輸出電流[If]、負(fù)載兩端電壓[Uo]和流經(jīng)電流[Io]的波形。發(fā)射側(cè)線圈兩端電壓[U1]和流經(jīng)電流[I1]波形以及接收側(cè)線圈兩端電壓[U2]和流經(jīng)電流[I2]波形如圖10b所示。分別對空氣和海水中傳輸性能進(jìn)行測試，根據(jù)圖10c可看出，電能通過磁耦合裝置能傳輸?shù)浇邮諅?cè)，傳輸功率為261 W，且海水中的傳輸效率（90.909%）比空氣中的傳輸效率（91.004%）略低，原因是海水中存在一定的導(dǎo)電介質(zhì)，具有渦流或其他損耗。

3.2 互感識別實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證本文所提互感識別算法的可行性，分別根據(jù)當(dāng)前直流電源電壓Edc、逆變橋輸出電流If以及負(fù)載電壓電流信息，并運(yùn)行辨識算法，對不同條件下的互感進(jìn)行識別。設(shè)置耦合裝置在0～10 mm氣隙偏移距離下，負(fù)載阻值分別為20 Ω和50 Ω，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如表2所示。可看出，實(shí)測值與辨識值相差不大，本文所提互感辨識算法最大相對誤差維持在5%以內(nèi)。

3.3 互感變化實(shí)驗(yàn)

在上述互感辨識實(shí)驗(yàn)的基礎(chǔ)上進(jìn)行互感動態(tài)變化下的最大效率跟蹤實(shí)驗(yàn)。為驗(yàn)證不同偏移條件下最大效率跟蹤的雙邊控制策略的有效性，進(jìn)行耦合裝置錯(cuò)位實(shí)驗(yàn)。磁耦合裝置的互感[M]在氣隙偏移時(shí)變化量最大，且當(dāng)氣隙距離從0 mm增加到10 mm時(shí)，互感[M]最小值衰減到29.669 μH。本文實(shí)驗(yàn)測試了氣隙10 mm和4 mm條件下系統(tǒng)輸出性能，其他實(shí)驗(yàn)參數(shù)均相同，實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。從圖11可看出，當(dāng)氣隙偏移為4 mm，控制前置電路占空比d以及接收側(cè)半有源整流橋電壓導(dǎo)通角[β]為58.65°時(shí)，系統(tǒng)最大效率為90.5%。此時(shí)，流經(jīng)接收線圈的電流[I2]為6.36 A，逆變橋輸出電流[If]為6.69 A。當(dāng)氣隙偏移為10 mm，此時(shí)電壓導(dǎo)通角β下降至49.30°，系統(tǒng)效率還能維持在最優(yōu)效率約90%，流經(jīng)接收線圈的電流[I2]為7.21 A，逆變橋輸出電流[If]為6.03 A。因此，隨著磁耦合裝置發(fā)生不同程度偏移情況下，提出的控制策略仍能達(dá)到良好效果。

3.4 變負(fù)載實(shí)驗(yàn)

AUV在水下充電時(shí)，電池等效模型為可變阻值負(fù)載，因此，有必要測試搭建的在負(fù)載變化時(shí)實(shí)驗(yàn)平臺輸出性能。在磁耦合裝置的發(fā)收側(cè)磁芯正對的情況下，改變可調(diào)大功率波紋電阻值為20 Ω和50 Ω進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如波形圖12所示。從圖12a和圖12b可看出，當(dāng)負(fù)載阻值為20 Ω，控制前置電路占空比d，以及接收側(cè)半有源整流器的電壓導(dǎo)通角β（β=71.18°），能維持負(fù)載電壓約72 V，系統(tǒng)最大效率90.4%。此時(shí)，流經(jīng)接收線圈的電流[I2]為6.01 A，逆變橋輸出電流[If]為7.19 A。當(dāng)負(fù)載阻值為50 Ω時(shí)，此時(shí)的電壓導(dǎo)通角[β]調(diào)整至36.75 °，流經(jīng)接收線圈的電流[I2]為4.59 A，逆變橋輸出電流[If]為4.72 A，同樣能維持負(fù)載電壓72 V，系統(tǒng)最大效率90.1%。

4 結(jié) 論

本文提出一種基于互感動態(tài)識別的雙極性弧形水下無線充電系統(tǒng)控制策略，通過改進(jìn)粒子群互感識別算法和雙端控制策略，解決了耦合裝置錯(cuò)位和互感變化的問題，有助于提升AUV在海洋探測、資源勘探和環(huán)境監(jiān)測等領(lǐng)域的自主性和工作效率，主要結(jié)論如下：

1）通過交流阻抗分析法，建立復(fù)數(shù)域下的參數(shù)識別模型，為實(shí)現(xiàn)高精度互感識別提供了理論基礎(chǔ)。

2）引入非對稱學(xué)習(xí)因子的指數(shù)型慣性權(quán)重，提高了互感識別準(zhǔn)確性和算法收斂速度。

3）在發(fā)射側(cè)設(shè)計(jì)了Buck-Boost變換器，接收側(cè)引入半有源整流器，實(shí)現(xiàn)了實(shí)時(shí)最優(yōu)阻抗匹配的最大效率跟蹤雙端控制策略。

4）搭建了AUV水下無線充電平臺，并在變負(fù)載、變互感和模擬海洋環(huán)境下進(jìn)行了測試，驗(yàn)證了該控制策略在不同條件下均能保持高效充電性能。

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RESEARCH ON THE CONTROL STRATEGY OF UNDERWATER WIRELESS ENERGY TRANSMISSION OF WAVE-OPTICAL COMPLEMENTARY DEVICE BASED ON MUTUAL SENSING DYNAMIC IDENTIFICATION

Xia Tao1，Wu Zhaizheng1，Zhang Xiaoliang2，Xia Yuyang1，Liu Haitao1，Zhang Yangfei1

（1. School of Electrical Engineering， Nanjing Institute of Technology， Nanjing 211167， China；

2. State Grid Anhui Electric Power Company Limited Chaohu Power Supply Company， Chaohu 238001， China）

Abstract：With the development of China’s marine resources， underwater detection equipment is arranged in large quantities in the sea， and its power supply has become a major problem facing the long-term operation of the device. In view of the above problems， this paper proposes an underwater power transmission device based on complementary power supply of wave energy and photovoltaic， which can provide a stable power source for the device by taking advantage of the natural complementarity of wave energy and solar energy， and at the same time， combine with the non-contact characteristics of radio energy transmission， to realise the safe transmission of power for detection equipment in the marine environment. Through the design of the power generation system， analysis of the coupling device， identification of dynamic mutual inductance， design of energy transmission， and coordinated control of both sides， the underwater power transmission and maximum efficiency tracking control are realized. Finally， the experimental platform is built and experiments on seawater power transmission are carried out， and the results show that the device is able to achieve a power transmission of about 260 W， and when the mutual inductance varies from 20 μH to 50 μH， the mutual inductance recognition and bilaterally coordinated control are able to achieve the output of about 90% of the maximum efficiency in the constant voltage mode when the load interval varies from 20 Ω to 50 Ω.

Keywords：wave energy； solar energy； power transmission； maximum efficiency tracking； bilateral control； mutual sense identification