高增益三端口直流變換器拓撲及控制策略研究

摘 要：鑒于光伏發(fā)電等新能源可再生系統(tǒng)中輸出電壓過低、受環(huán)境影響大等問題，提出一種新型的高增益三端口直流變換器及控制策略。該變換器拓撲的3個端口分別連接光伏發(fā)電端、儲能端和負載端，具有開關器件應力低、各輸入源功率可靈活分配、耦合電感漏感能量可被循環(huán)利用等優(yōu)點。詳細分析了該拓撲在各工作模式下的原理和穩(wěn)態(tài)特性，并與現有同類變換器的工作特性進行對比。根據光儲供電系統(tǒng)的控制要求和變換器在不同工況下的功率流動情況，研究相應的模式運行與切換控制策略。搭建一臺300 W的樣機進行測試，實驗結果驗證了所提方案的可行性。

關鍵詞：直流變換器；能量管理；多輸入；高增益；光伏發(fā)電；模式切換

中圖分類號：TM46 " " " " " " " "文獻標志碼：A

0 引 言

化石燃料使用造成的生態(tài)問題愈發(fā)不容忽視，開發(fā)和利用可持續(xù)新能源亟待解決。據相關部門統(tǒng)計，每年地球接收的太陽能量約為人類能源消耗的1.2萬倍，且太陽能又具備無污染、零排放等優(yōu)點，因此光伏發(fā)電極具發(fā)展?jié)摿Γ?-2］。太陽輻照度和環(huán)境是影響光伏發(fā)電的主要因素，易造成其供電斷續(xù)和不穩(wěn)定，因此需通過儲能單元的充放電補償系統(tǒng)功率不平衡，以實現直流微電網的穩(wěn)健供應。通常太陽電池電壓為33～43 V，而直流并網的母線電壓為380～760 V。由于電壓等級相差較大，傳統(tǒng)的升壓電路無法勝任。因此，在平衡好經濟效益與系統(tǒng)可靠性的情況下，變換器如何同時具有高增益和多輸入的能力，對光儲系統(tǒng)并網有著重要意義［3-9］。

傳統(tǒng)光儲系統(tǒng)需要一個單向直流變換器和一個雙向直流變換器來連接光伏端、儲能端和負載端，但該系統(tǒng)存在體積大、控制復雜等問題，而基于三端口變換器（three ports converter，TPC）新能源光儲系統(tǒng)只需一個TPC變換器即可實現上述系統(tǒng)的功率管理與控制。三端口變換器分為部分隔離型、隔離型與非隔離型。部分隔離型TPC的光伏與儲能端不隔離，效率高，但光、儲兩端口與輸出負載端不共地，增加了控制成本；隔離型TPC由橋式電路和變壓器組合而成，所用開關器件多，且多個變壓器的引入，使得變換器體積較大，但其3個端口相互隔離，安全性高［10-12］；非隔離型TPC有著控制簡單、功率密度高等優(yōu)點，逐漸成為研究熱點［13-16］。

文獻［13］提出一種基于開關電容的三端口變換器，通過引入電容倍壓單元結構實現了增益的提高，但所使用的器件較多；文獻［14］拓撲基于雙輸入Boost電路，端口間電壓可控性強，控制策略簡單，輸出穩(wěn)定，模式齊全，但所用的有源器件較多，增益較低；文獻［15］采用兩個三繞組耦合電感來提高增益和進行模式轉換，體積較大且輸出電壓低，同時多個三繞組耦合電感的使用會造成較大的能量損耗降低變換器整體效率；文獻［16］拓撲在Sepic電路的基礎上引入耦合電感來提高電壓增益，結構簡單，開關管電壓應力低，但在3個開關管的基礎上入引繼電器進行模式切換，增加了控制成本，且只有3種工作模式，應用范圍相對較窄。

針對三端口變換器存在有源器件和磁性元件較多、體積大、增益低等問題，本文提出一種基于耦合電感的Boost電路集成倍壓單元的高增益三端口直流變換器。其拓撲所用器件較少、控制簡單、可靠性強，通過耦合電感匝比變換和倍壓電容串聯(lián)可實現較大輸出電壓增益；同時升壓結構集成無源箝位電路，能抑制開關管的尖峰電壓，降低主開關管的電壓應力，對漏感中的能量進行吸收利用，提高了系統(tǒng)的整體效率。最后根據各工作模式特點，提出一種基于系統(tǒng)功率流動的控制器競爭邏輯能量管理策略，實現了光伏源、儲能單元和負載3個端口之間多種工作模式的快速轉換。

1 高增益三端口直流變換器

圖1為本文所提的三端口變換器，拓撲包含變比為[Np]∶[Ns]的耦合合電感[L]，電容[C0～C3]，電感[Lbat]，二極管VD0～VD5，開關管S1～S3，其中[Vpv]為光伏發(fā)電單元，[Vbat]為儲能單元，[R]為輸出端負載。

進行下列假設，方便下文分析：1）變換器工作在連續(xù)導通模式；2）除考慮耦合電感的漏感外，其他元器件視為理想器件；3）電容的取值趨于無限大，一個周期內視其穩(wěn)態(tài)電壓為定值；4）耦合電感等效處理，[Lm]為勵磁電感，[Lk]為漏感。

2 工作原理

2.1 PV-L（PV to load only）模式

光伏單獨給負載供電，此時光伏功率[Ppv]等于輸出功率[Po]，蓄電池功率[Pbat]為0。該模式下，TPC存在4個工作模態(tài)，開關管S1通斷，S2、S3不參與工作。各工作模態(tài)下的等效電路如圖2所示，主要工作波形圖如圖3所示。

1）模態(tài)1［[t0，t1]）：在［[t0，t1]）階段，開關管S1導通，VD1與VD5導通。光伏源[Vpv]通過S1對[Lk]進行充電，漏感電流[iLk]線性增加，[t1]時刻，[iLk]與[iLm]相等；耦合電感副邊Ns通過VD5對[C3]進行充電，[C0]對負載充電。

2）模態(tài)2［[t1，t2]）：在［[t1，t2]）階段，開關管S1導通，VD0、VD1導通。光伏源Vpv通過VD1、S1給[Lk、Lm]充電，[iLk]與[iLm]線性增加。同時電容[C1、C2、C3]和耦合電感副邊通過VD0和S1給負載供電。

3）模態(tài)3［[t2， t3]）：開關管S1關斷，二極管VD0、VD3、VD4導通。光伏源和耦合電感原邊串聯(lián)給[C1、C2]充電，副邊繞組電流[iNs]與[iLk]線性下降。當漏感電流[iLk]=[iLm]時，[iNs]=0，二極管VD0截止，該模態(tài)結束。

4）模態(tài)4［[t3， t4]］：[t3]時刻，二極管VD0關斷。光伏源和耦合電感原邊串聯(lián)繼續(xù)給[C1]、[C2]充電，[iLm]與[iLk]線性下降，[iNs]反向增大，耦合電感副邊通過VD5給[C3]充電。

2.2 BAT-L（battery to load only）模式

蓄電池單獨給負載供電，此時[Ppv=0，Pbat=Po]。該模式下，一個周期內TPC存在4個工作模態(tài)，開關管S1通斷，S2始終導通，S3不參與工作。主要工作波形圖與等效電路與PV-L模式基本相同，此處不再贅述。

2.3 DISO（dual input-single output）模式

該模式下，[0lt;Ppvlt;Po]，[Ppv+Pbat=Po]，S3不參與工作，S1與S2通斷。TPC存在5個工作模態(tài)，在[Vpvlt;Vbat]條件下，圖4與圖5分別為各工作模態(tài)等效電路圖與主要波形。

1）模態(tài)1［[t0， t1]）：開關管S1、S2導通，二極管VD5導通。此時由于[Vbatgt;Vpv]，因此光伏源[Vpv]不工作。蓄電池[Vbat]通過開關管S1對漏感[Lk]進行充電，漏感電流[iLk]線性增加，耦合電感副邊繞組給電容C3充電，直到[t1]時刻[iLk]=[iLm]，[iNs]降為0，二極管VD5截止，該模態(tài)結束。

2）模態(tài)2［[t1， t2]）：在此階段，開關管S1、S2導通，二極管VD0導通。蓄電池[Vbat]通過開關管S1、S2對漏感[Lk]繼續(xù)充電，[Vbat]通過開關管S2、S1給[Lk]、[Lm]充電，[iLk]與[iLm]線性增加。同時電容[C1、C2、C3]和耦合電感副邊通過VD0、S1給負載供電。

3）模態(tài)3［[t2， t3]）：[t2]時刻S2關斷，S1繼續(xù)導通，二極管VD0、VD1導通，變換器運行模態(tài)等效電路與PV-L模式中的的圖2c相同。此階段[iLm]繼續(xù)線性增加，[iLk]線性下降，至[t3]時刻，[iLk]等于[iLm]，該模態(tài)結束。

4）模態(tài)4［[t3， t4]）：開關管S1繼續(xù)導通，二極管VD0關斷，VD1導通。VPV繼續(xù)通過VD1、S1給[Lk]、[Lm]充電。該模態(tài)下[iLk]等于勵磁電感電流[iLm]，因此耦合電感原副邊電流皆為0。[t4]時刻，開關管S1關斷，該模態(tài)結束。

5）模態(tài)5［[t4， t5]］：開關管S1關斷，二極管VD3、VD4、VD5導通，變換器運行模態(tài)等效電路與PV-L模式中的圖2d相同。[VPV、Lk、Lm]通過VD3、VD4給C1、C2充電。此時，[iNp]通過VD5給[C3]進行充電，電容[C0]對負載供電。漏感電流[iLk]持續(xù)下降，直到下個周期的到來。

2.4 SIDO（single input-dual output）模式

該模式下，負載端與儲能端的能量由光伏源供給，此時[Ppv≥Po+Pbat]，S2不參與工作，S1、S3通斷。TPC存在5個工作模態(tài)，圖6與圖7分別為一個開關周期內各模態(tài)等效電路圖與主要波形圖。

1）模態(tài)1［[t0， t1]）：在此階段，開關管S1、S3導通，二極管VD1、VD5導通。漏感電流[iLk]線性增加，直到[t1]時刻等于[iLm]。耦合電感副邊繞組給電容[C3]充電，電容[C1]通過開關管S3給儲能端電感[Lbat]充電。

2）模態(tài)2［[t1， t2]）：在該階段內，開關管S1、S3導通，VD0、VD1導通。[VPV]通過VD1、S1給[Lk、Lm]充電，[iLk]與[iLm]線性增加。電容[C1、C2、C3]和耦合電感副邊通過VD0、S1給負載供電，[C1]給[Lbat]充電，直到開關管S3關斷，該模態(tài)結束。

3）模態(tài)3［[t2， t3]）：[t2]時刻，開關管S1導通，S3關斷，二極管VD0、VD1、VD2導通。由于開關管S3關斷，電感[Lbat]通過VD2續(xù)流，給蓄電池充電。

4）模態(tài)4［[t3， t4]）：[t2]時刻，開關管S1關斷，二極管VD0、VD1、VD2、VD3、VD4導通。光伏源給電容[C1、C2]以及負載供電。[t4]時刻，[iLm]等于[iLk]，耦合電感原副邊電流為0，二極管VD0截止，該模態(tài)結束。

5）模態(tài)5［[t4， t5]）：開關管S1、S3關斷，二極管VD1、VD2、VD3、VD4、VD5導通。光伏源和原邊繞組串聯(lián)給[C1、C2]充電，電流[iLk]與[iLm]線性下降，耦合電感副邊繞組電流反向增大，通過VD5給[C3]充電，[C0]給負載供電。

3 性能分析

3.1 電壓增益

3.1.1 PV-L模式

為便于分析，假設所有器件均為理想狀態(tài)，并忽略耦合電感漏感的影響，即忽略工作過程中較為短暫的模態(tài)1和模態(tài)3，僅分析模態(tài)2與模態(tài)4的工作情況。

當變換器工作在模態(tài)2時有：

[VLm=LmLm+LkVpv=kVpv] （1）

[VNs=nVLm=VO-VC1-VC2-VC3] （2）

[VC1=VC2=11-D1Vpv] （3）

式中：[Vpv]——太陽電池電壓，V；[VLm]——勵磁電感電壓，V；[VNs]——耦合電感副邊電壓，V；[k]——耦合系數；[VC1]、[VC2]、[VC3]——電容[C1、C2、C3]的電壓，V；[Vo]——輸出電壓，V；[D1]、[D2]、[D3]——開關管S1、S2、S3的占空比。

當變換器工作在模態(tài)4時有：

[VLm=k（Vpv-VC1）=k（Vpv-VC2）] （4）

[VNs=nVLm=VC3] （5）

由式（1）～式（5），可得到在CCM下的電壓增益為：

[M=VOVpv=2+nk1-D1] （6）

式中：[M]——變換器的電壓增益；[n]——耦合電感匝比。

由式（6）可知，[M]與[k]、占空比[D]以及[n]相關。

在不考慮漏感的情況下，即[k=1]時，有：

[Mideal=VOVpv=2+n1-D1] （7）

式中：[Mideal]——變換器的理想電壓增益。

3.1.2 Bat-L模式

該模式的工作方式與PV-L模式基本相同。參考PV-L模態(tài)電路的工作原理，其理想電壓增益為：

[Mideal=VOVbat=2+n1-D1] （8）

3.1.3 DISO模式

該模式下，忽略模態(tài)1工作階段。根據伏秒平衡，在模態(tài)5時有：

[VLm=Vpv（D1-D2）+VbatD21-D1] （9）

[VC1=VC2=VPV+VLm] （10）

[VC3=nVLm] （11）

由式（10）、式（11）可知：

[VC1=VC2=Vpv（1-D2）+VbatD21-D1] （12）

[VC3=nVpv（D1-D2）+nVbatD21-D1] （13）

綜上輸出電壓為：

[VO=VC1+VC2+VC3+VNS " " "=（1+nD1-D2-nD2）Vpv+（2+n）D2Vbat1-D1+nVbatD2+nVpv（D1-D2）D1] （14）

3.1.4 SIDO模式

在SIDO模式下，模態(tài)2、模態(tài)3、模態(tài)5是變換器主要的工作模態(tài)，忽略模態(tài)1、模態(tài)4。根據勵磁電感[Lm、Lbat]的伏秒平衡，在模態(tài)5時有：

[VLm=VpvD11-D1] （15）

[Vbat=（VC1-Vbat）D31-D3] （16）

[VC1=VC2=Vpv+VLm] （17）

[VC3=nVLm] （18）

由式（15）～式（18）可知：

[VC1=VC2=Vpv1-D1] （19）

[VC3=pv1-D1] （20）

綜上：

[Vbat=D1Vpv1-D3] （21）

[Vbat=D3Vpv1-D1] （22）

3.2 與同類拓撲的性能對比

表1為本文所提TPC與相同類型變換器性能比較，其電壓增益對比曲線如圖8所示。可看出，文獻［13］相對本文TPC開關器件較多，增益較低；文獻［14］在本文匝比取2時，其增益相同，但所用的開關管較多且電壓應力大；文獻［15］采用多個3繞組耦合電感和開關管，控制復雜、電壓應力較大，且在器件較多的情況下增益較低；文獻［16］與本文所提的拓撲皆采用耦合電感來提升電壓增益，有源器件相同，但引入繼電器進行模式切換，增加了控制成本。綜上，本文提出的高增益三端口直流變換器與其他變換器相比，在磁性元件和有源器件較少或接近的情形下，具有更高的電壓增益，較小的開關管電壓應力，且可對漏感能量進行有效的吸收，具有較高的轉換效率。

4 控制策略

TPC的控制框圖如圖9所示。其中，光伏電壓參考值[Vpv_mppt]由MPPT計算所得，[VB_ref，IB_ref]分別為儲能端恒壓充電與恒流參考值，[Vo_ref]為輸出電壓參考值；輸出電壓控制器（output voltage regulator，OVR）可分為OVR1與OVR2，其中：OVR1控制輸出端電壓穩(wěn)定，OVR2協(xié)調控制儲能端充電；輸入電壓控制器（input voltage regulator，IVR）控制光伏MPPT；儲能端電壓控制器（battery voltage regular，BVR）控制儲能端電壓，電流控制器（battery current regular，BCR）控制儲能端電流。

在傳統(tǒng)模式控制器競爭邏輯管理策略中，系統(tǒng)模式的切換是由控制器的邏輯競爭所決定的，而控制器到達穩(wěn)定占空比輸出的過程需內部的PI算法不斷進行計算調整，該過程消耗較長的時間，動態(tài)響應速度較慢。為此本文提出一種基于系統(tǒng)功率流動的控制器競爭邏輯控制策略。系統(tǒng)功率流動方向以光伏輸入功率和負載輸出功率為判斷標準，當光伏輸入大于負載端功率時，有多余能量給蓄電池充電，系統(tǒng)判斷S2關斷，S3導通，其占空比大小按內部控制器的競爭邏輯獲??；同理，當光伏輸入小于輸出功率時，蓄電池提供光伏所欠缺的能量，維持負載電壓恒定，系統(tǒng)判斷S2導通，S3關斷；而主開關管S1是系統(tǒng)功率流動的“必經之路”，其控制權由IVR和OVR1通過取小邏輯競爭獲得。所提控制策略通過判斷光伏輸入功率大小以及與負載所需功率的關系，能更快確定變換器所屬的模式，進而迅速對相應的開關管進行控制，使得變換器模式切換的過程更為快速，較為平滑。

由于系統(tǒng)需在不同工況條件下具有不同的動態(tài)響應速度和穩(wěn)定性，因此在本文所提的能量管理策略的基礎上對OVR、BCR和BVR這3個控制器采用可變增益PI控制方法進行閉環(huán)，可進一步提高響應速度。與傳統(tǒng)PI控制算法相比，可變增益PI控制的增益系數是一個變量，所選取的相關系統(tǒng)變量為實時誤差量e，可根據誤差量的大小改變增益系數a和b，實現更好的控制性能。

5 仿真與實驗驗證

為驗證所提TPC的正確性和控制策略可行性，使用PSIM軟件進行仿真，并搭建一臺300 W的實驗樣機（負載端額定功率為200 W，儲能端額定充電功率為100 W）。實驗平臺如圖10所示，TPC器件參數和選型如表2所示。

5.1 仿真分析

仿真波形如圖11所示。圖11a為PV-L模式開關管S1驅動電壓、耦合電感原邊電流、S1漏源電壓以及輸出電壓波形；圖11b為BAT-L模式S1、S2驅動電壓、耦合電感原邊電流以及輸出二極管VD0的電壓波形；圖11c為SIDO模式S1、S3驅動電壓、蓄電池充電電壓以及負載電壓波形；圖11d為DISO模式開關管S1、S2驅動電壓、耦合電感原邊電流以S2漏源電壓的波形；由圖11可知，當不同的開關管按不同占空比工作時，仿真實驗中的增益輸出、主要器件的電壓應力與理論計算基本一致。

5.2 實驗驗證

本文使用上位機結合可編程直流電源來模擬太陽電池，在上位機上通過SASControl軟件設置太陽電池各項環(huán)境參數和工作曲線，同時SASControl軟件可同步顯示模擬源的輸出電壓、電流和反映MPPT情況；采用電子負載并聯(lián)IT6722A直流電源的方式模擬蓄電池（根據實際情況，蓄電池的額定充電電壓要略高于輸出電壓），方便觀測蓄電池運行狀態(tài)，同時在二者之間串聯(lián)一個二極管，以防止光伏對直流源充電；為方便實驗，本文以滑動變阻器作為負載。

變換器的開環(huán)實驗如圖12所示。圖12a為TPC在PV-L模式下開關管S1的VGS1、VDS1波形和耦合電感原邊的電流波形。圖12b中的VGS1、VGS2為BAT-L模式下S1、S2的驅動波形，iNp為耦合電感原邊電流波形，VVD5為二極管VD5兩端電壓波形。圖12c中VDS1、VDS2為SIDO模式下S1、S2的漏源電壓波形，VVD3、VVD3為二極管VD3、VD4的兩端電壓波形。圖12d中的VGS1、VGS2為DISO1模式下S1、S2驅動波形，[iNp]為耦合電感原邊電流波形。由圖可知，主要器件的驅動電壓波形、電壓應力大小以及漏感電流與理論分析大致相同。

為方便下文分析，根據光照強度將SIDO模式細分為SIDO1與SIDO2，[Ppv≥Po+Pbat]，系統(tǒng)處于SIDO1模式；當[Ppv]大于[Po]時，系統(tǒng)處于SIDO2模式。

圖13為TPC的光伏源MPPT實驗。通過上位機SASControl軟件設置溫度[T]為25 ℃，輻射照度[E]為1000 W/m2，此時最大功率點為（39 V，350 W）。由13a可知，此時[Ppv≥Po+Pbat]，TPC處于SIDO1模式，S1由OVR1控制，MPP位于光伏源實際工作點的右側；由13b可知，當溫度不變時，隨著輻射照度E降低至300 W/m2，最大功率點降為（35 V，170 W），光伏輸入功率小于負載功率需求，TPC進入DISO模式，IVR獲得S1的控制權，光伏實際工作點基本與最大功率點重合。

根據光儲系統(tǒng)實際應用情況，常見的模式切換實驗如圖14所示。其中圖14a、圖14c、圖14e、圖14g是采用傳統(tǒng)模式控制器競爭邏輯的模式切換圖，而圖14b、圖14d、圖14f、圖14h是采用本文所提的能量管理策略的模式切換實驗波形圖。

由圖14b可知，當上位機控制輻照度[E]從1000 W/m2降至700 W/m2，TPC由SIDO1切換到SIDO2，光伏源輸入功率減小，S1的控制權由OVR1過渡到IVR，[Vpv]下降至約為36.5 V（處于MPP）。儲能端電流[iBat]也由原來的額定恒流充電值1.8 A下降為OVR2的輸出值[IB*]，約為1.25 A，以維持[VO]恒定。

由圖14d可知，當上位機控制[E]從700 W/m2降至300 W/m2，TPC由SIDO2切換至DISO，光伏源電壓持續(xù)下降。此時光伏輸入功率小于200 W，系統(tǒng)判斷S3關斷，S2的占空比由OVR1與IVR的差值決定；[iBat]由原來的1.25 A（充電）下降為-1.13 A（供電）。

由圖14f可知，當上位機控制[E]從300 W/m2降至0 W/m2時，VPV和iPV均降為0，根據功率流動方向判斷，S2導通（S3關斷），S1的控制權由IVR過渡到OVR1，變換器從DISO切換至Bat-L。[iBat]由原來的-1.13 A（供電）下降為-4.6 A，負載側能量由儲能端單獨供給。

由圖14h可知，當上位機控制[E=700] W/m2降到400 W/m2，TPC由SIDO2切換至PV-L，[Ppv]等于[Po]，無多余能量供給給儲能端，系統(tǒng)通過功率判斷將S3關斷，[iBat]下降至0，儲能端充電停止，負載端能量由光伏供給。

由圖14的實驗波形可知，本文所提的能量管理策略相比于傳統(tǒng)的模式控制器邏輯競爭能量管理策略，具有較短的模式切換時間，切換過程也較為平滑。

圖15為TPC在各模式下的效率曲線。由圖15可知，試驗樣機在Bat-L模式下最高效率為94.46%，滿載效率為94.02%；在PV-L模式下最高效率為95.50%，滿載效率為94.68%；在SIDO模式下最高效率為93.80%，滿載效率為92.84%；DISO模式下最高效率為93.33%，滿載效率為93.10%。

6 結 論

本文提出一種高增益三端口直流變換器拓撲及控制策略，主要結論如下：

1）變換器吸收并利用了漏感的能量，抑制了開關管電壓尖峰并降低了開關管的電壓應力，提高了變換器的效率和可靠性；僅使用2個磁性元件和3個開關管即可實現了（[2+n]）/（[1-D]）倍的電壓增益，確保開關管可工作在合適的占空比區(qū)間，避免了極限占空比存在。

2）提出一種基于系統(tǒng)功率流動的控制器競爭邏輯能量管理策略，解決了傳統(tǒng)控制方法模式識別慢、切換過程不平滑的問題，同時對控制器采用可變增益PI進行閉環(huán)控制，改善了由于模式切換所帶來的負載電壓跌落和超調，縮短了模式切換的時間。

3）變換器具備4種工作模式，可滿足新能源儲能系統(tǒng)的基本工況，供電兼具冗余性和靈活性，應用范圍廣。

本文旨在驗證所提變換器及控制策略的可行性，在研制實驗樣機時所選的功率等級較低，后續(xù)還需進一步提高功率等級以滿足大功率新能源發(fā)電場合。

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RESEARCH ON TOPOLOGY AND CONTROL STRATEGY OF

HIGH-GAIN THREE-PORT DC-DC CONVERTER

Lin Guoqing，Zhang Junyuan，Zeng Wei

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350116， China）

Abstract：In view of the problems of low output voltage and large environmental impact in new energy renewable systems such as photovoltaic power generation， this paper proposes a novel high-gain three-port DC-DC converter topology and control strategy. The three ports of this converter are connected to the photovoltaic power generation end， the energy storage port end， and the load end， respectively. It has advantages of low switch device stress， flexible power allocation among input sources， and sirong excitation energy recovery ability of the coupled inductor. The operating principles and steady-state conditions of the converter in various operating modes are analyzed in detail， and the performances of the circuit topology are compared with those of similar converters. According to the control requirements of the optical storage and power supply system and the power flow of the converter under different working conditions， the corresponding mode operation and switching control strategy are studied. A 300 W prototype is built for validation， and the results of the validation demonstrate the feasibility of the proposed structure.

Keywords：DC-DC converters； energy management； multiple-input； high gain； photovoltaic power generation； mode switching