雙向CLLLC諧振變換器設(shè)計(jì)

蔡文貴

（黑龍江科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150000）

隨著科學(xué)技術(shù)發(fā)展，能源問題成為討論的焦點(diǎn)，為了節(jié)約不可再生能源，響應(yīng)“碳達(dá)峰”和“碳中和”戰(zhàn)略決策，業(yè)內(nèi)逐漸使用新能源代替不可再生能源，從而減少碳排放量[1-2]。

大功率隔離型雙向DC-DC變換器可以實(shí)現(xiàn)直流電能變換的功能，具有高效率、高功率密度等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車、可再生能源發(fā)電等領(lǐng)域[3]。雙向DC/DC拓?fù)浞譃楦綦x型和非隔離型，非隔離型拓?fù)浒˙uck-Boost變換器、Sepic-Zeta變換器等，以上變換器一般應(yīng)用于小功率場合，難以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，會(huì)影響整機(jī)效率。由于該文設(shè)計(jì)的雙向DC/DC變換器需要高效、寬范圍輸出，雙向CLLLC諧振變換器是由LLC諧振變換器拓?fù)溲葑兌鴣淼模哂熊涢_關(guān)的特性，副邊增加了1個(gè)LC諧振網(wǎng)絡(luò)，可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)和升/降壓[4]。因此，采用對稱型CLLLC諧振變換器既可以滿足寬范圍輸出的要求，也可以在全輸出范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，從而提高整機(jī)效率。CLLLC諧振變換器可以提高充電樁電能傳輸效率，還可以實(shí)現(xiàn)電氣隔離，保障充電樁安全、可靠。

1 電路模態(tài)與控制策略

1.1 雙向CLLLC拓?fù)浞治?/h3>

CLLLC變換器存在2個(gè)不同諧振頻率：1） 串聯(lián)諧振頻率fm。該頻率是由元件Lr1、Cr1和變壓器勵(lì)磁電感Lm諧振獲得的。2） 串聯(lián)諧振頻率fr。該頻率是由元件Lr1、Cr1諧振獲得的，此時(shí)Lm被輸出電壓箝位。2個(gè)串聯(lián)諧振頻率分別如公式（1）、公式（2）所示。

與其他拓?fù)洳煌p向CLLLC諧振變換器并不是通過調(diào)節(jié)占空比來控制輸出信號(hào)，而是通過調(diào)節(jié)開關(guān)管的頻率來控制輸出信號(hào)，根據(jù)頻率之間的大小關(guān)系（如圖1所示），可以將變換器分為3個(gè)工作區(qū)間。工作區(qū)間一為欠諧振狀態(tài)，此時(shí)開關(guān)頻率與諧振頻率的關(guān)系為fmfr。當(dāng)fs

圖1 欠諧振工作時(shí)序圖

因?yàn)殡p向CLLLC諧振變換器拓?fù)渫耆珜ΨQ，所以以下分析主要對正向工作進(jìn)行原理分析。分析條件如下：變換器工作在穩(wěn)定狀態(tài)；所有元器件為理想元件；開關(guān)管寄生參數(shù)忽略不計(jì)。雙向CLLLC諧振變換器在欠諧振狀態(tài)（如圖1所示），一共分為8個(gè)開關(guān)模態(tài)，下面根據(jù)圖1對開關(guān)模態(tài)進(jìn)行分析。

1.1.1 開關(guān)模態(tài)一t0～t1

t0～t1階段電路流通示意圖如圖2所示，t0時(shí)刻，驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制S1和S4開通，一次側(cè)諧振電感電流iLr1保持原有的電流方向，通過D1和D4形成回路，S1和S4兩端電壓為二極管管壓降，電壓幾乎為0 V，可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通，此時(shí)A、B兩端電壓等于Vin，使諧振電流iLr1和勵(lì)磁電流iLm逐漸變小，2個(gè)電流的差值通過變壓器原邊傳輸?shù)蕉蝹?cè)，二次側(cè)對應(yīng)的D6和D7導(dǎo)通，C點(diǎn)、D點(diǎn)的電壓等于Vout。t1時(shí)刻，iLr1降至0且改變方向，此刻驅(qū)動(dòng)脈沖到來，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

圖2 t0～t1階段的電路流通示意圖

1.1.2 開關(guān)模態(tài)二t1～t2

（t1-t2）階段電路流通示意圖如圖3所示，t1時(shí)刻，2個(gè)電流相同，此時(shí)變壓器一次側(cè)沒有電流流過，二次側(cè)電流也跟著降為0，寄生二極管D5和D8實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷，此時(shí)輸出電容為負(fù)載提供所需能量。t2時(shí)刻，開關(guān)模態(tài)二結(jié)束。

圖3 t1～t2階段的電路流通示意圖

1.1.3 開關(guān)模態(tài)三t2-t3

t2～t3階段電路流通示意圖如圖4所示，t2時(shí)刻，驅(qū)動(dòng)信號(hào)消失，S1和S4關(guān)閉，防止同一橋臂直通短路，上下開關(guān)管之間設(shè)置一死區(qū)時(shí)間，S2和S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)還沒到來，此時(shí)電感電流iLr1流過4個(gè)寄生電容，C2和C3寄生電容處于放電狀態(tài)，當(dāng)電容電壓為0時(shí)，S2和S3開通，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通。死區(qū)時(shí)間內(nèi)電容要放電至0，變換器才能實(shí)現(xiàn)零電壓開通。這段時(shí)間內(nèi)C2和C3在釋放能量，C1和C4在儲(chǔ)存能量，因此諧振腔內(nèi)沒有能量傳遞到二次側(cè)，諧振電流iLr1基本沒有變化。

圖4 t2～t3階段的電路流通示意圖

1.1.4 開關(guān)模態(tài)t3～t4

t3～t4階段電路流通示意圖如圖5所示，t3時(shí)刻，寄生電容C1和C4完成充電，C2和C3放電至0，電感電流iLr1通過寄生二極管D2和D3形成回路，S2和S3兩端電壓為二極管管壓降，幾乎為0，可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。此時(shí)A點(diǎn)、B點(diǎn)間的電壓為-Vin，iLr1和iLm逐漸變小（iLr1變小的幅度較大），此時(shí)iLr1和iLm產(chǎn)生的電流差通過變壓器傳輸?shù)蕉蝹?cè)，二次側(cè)對應(yīng)的D5和D8開關(guān)管導(dǎo)通，C點(diǎn)、D點(diǎn)的電壓被鉗位在-Vout。

圖5 t3～t4階段的電路流通示意圖

在t4時(shí)刻，變換器正半周期結(jié)束，由于正負(fù)半周期運(yùn)行原理相同，因此不再具體分析。

當(dāng)變換器工作在諧振區(qū)間時(shí)，諧振區(qū)間和欠諧振區(qū)間的區(qū)別是勵(lì)磁電感Lm不參與諧振工作，因此諧振區(qū)間有6個(gè)開關(guān)模態(tài)。當(dāng)處于諧振工作狀態(tài)時(shí)，正半周期與欠諧振狀態(tài)的1、3和4開關(guān)模態(tài)基本相同（過諧振區(qū)分析和欠諧振區(qū)分析類似）。

根據(jù)以上對開關(guān)模態(tài)的分析可知，當(dāng)變換器工作在欠諧振區(qū)間時(shí)，電壓增益保持>1，此時(shí)頻率變化對電壓增益的影響很大，當(dāng)設(shè)計(jì)寬范圍輸出變換器時(shí)，使其在欠諧振區(qū)間工作。由對欠諧振工作區(qū)間的分析可知，一次側(cè)和二次側(cè)均實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。當(dāng)變換器在諧振區(qū)間工作時(shí)，電壓增益保持為1，當(dāng)設(shè)計(jì)輸出電壓恒定的變換器時(shí)，使其工作在諧振區(qū)間。當(dāng)變換器在該工作區(qū)間時(shí)，原邊可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通，副邊零電流關(guān)斷。當(dāng)變換器在過諧振區(qū)間工作時(shí)，電壓增益一直<1。

1.2 系統(tǒng)的控制策略

CLLLC諧振變換器的主要優(yōu)勢在于其能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)。在諧振點(diǎn)，通過變頻控制，變換器的傳輸效率達(dá)到最高。通過仿真發(fā)現(xiàn)，在移相控制下，當(dāng)移相比D=0時(shí)，系統(tǒng)的工作狀態(tài)與在變頻控制下工作在諧振點(diǎn)時(shí)等效，并且當(dāng)開關(guān)頻率超過諧振頻率時(shí)，比變頻控制效果好。因此，該文選擇諧振點(diǎn)作為變頻和移相控制的切換點(diǎn)。在諧振點(diǎn)處，變換器的電壓增益始終為1。因此，當(dāng)變換器需要在升壓模式下工作時(shí)，采用變頻控制。而在降壓模式下工作的階段，則采用移相控制。

由于變換器移相控制工作在諧振頻率處，因此可以進(jìn)一步化簡式如公式（3）所示。

式中：M（D）為電壓增益；D為移相比。

根據(jù)公式（3）可以看出此時(shí)影響變換器電壓增益的只有移相比。

如圖6所示，變換器的電壓增益隨著移相比D變小而單調(diào)上升，當(dāng)D降至0時(shí)，變換器開關(guān)頻率開始控制電壓增益，直到達(dá)到充電樁最大輸出電壓的要求。變換器電壓增益曲線在設(shè)定的頻率范圍和移相比范圍內(nèi)呈現(xiàn)單調(diào)遞減狀態(tài)，滿足裝置輸出要求，系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，從而解決變換器輸出電壓范圍窄的問題。

圖6 變頻移相控制電壓增益曲線圖

2 試驗(yàn)結(jié)果分析

為了驗(yàn)證CLLLC諧振變換器設(shè)計(jì)方案及控制算法的正確性，該文搭建了1臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，正向直流輸入電壓Uin為650 V，輸出直流Uout為190 V～260 V，額定輸出電壓為220 V。諧振頻率100 kHz，頻率調(diào)節(jié)范圍為65 kHz～400 kHz。如圖7所示，當(dāng)電壓增益>1時(shí)，采用變頻控制，原邊實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)（ZVS），即當(dāng)原邊開關(guān)管的管壓降為0時(shí)，驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來，有利于提高電源效率。當(dāng)電壓增益<1時(shí)，采用移相控制，由圖8可知，移相控制也實(shí)現(xiàn)了ZVS，移相占空比小于50%，對CLLLC輕載工作具有良好的降壓效果，解決了該變換器變頻控制調(diào)壓、調(diào)壓范圍不廣以及輕載電壓偏高的問題。

圖7 變頻控制波形圖

圖8 移相控制波形圖

3 結(jié)語

筆者在實(shí)驗(yàn)室研制了1臺(tái)2 kW的原理樣機(jī)，當(dāng)功率達(dá)到2 kW時(shí)，CLLLC正向效率為97.2%，反向效率為98.2%。試驗(yàn)結(jié)果表明，在全負(fù)載范圍內(nèi)，原邊開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)了ZVS，從而提高了電源的效率。此外，采用CLLLC變頻移相控制策略可以實(shí)現(xiàn)寬范圍的電壓調(diào)節(jié)，有效解決諧振變換器輕載電壓偏高的問題，這充分證明了該文所提出控制策略的可行性和可靠性。