兩單元五開關(guān)逆變器的倍頻調(diào)制及功率平衡方法

胡文華, 丁文斌, 喻正炎, 邢瑞新, 余書琨, 熊志磊

(華東交通大學 電氣與自動化工程學院, 江西 南昌 330013)

隨著電力行業(yè)的不斷發(fā)展,級聯(lián)多電平逆變器(CHB)無需注意串聯(lián)時開關(guān)器件的均壓問題,具有輸出電壓質(zhì)量好、容易模塊化等優(yōu)點,在高壓大功率傳動系統(tǒng)和新能源發(fā)電等領(lǐng)域?qū)崿F(xiàn)了大規(guī)模的應(yīng)用[1].

正負反向?qū)盈B正弦波脈寬(phase opposite disposition,POD)調(diào)制下逆變器輸出電壓的THD較小,各單元間功率不平衡[2].兩單元級聯(lián)H橋采用正弦脈寬調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM),存在輸出電平數(shù)少且諧波含量高的問題.

為了解決以上弊端,目前研究的方向是對傳統(tǒng)CHB拓撲結(jié)構(gòu)進行改進和創(chuàng)新并且提出相對應(yīng)的調(diào)制策略,提高逆變器的輸出性能[3].五開關(guān)級聯(lián)H橋逆變器就是通過CHB改進得到,其電壓波形質(zhì)量高且諧波含量低[4],但是五開關(guān)逆變器不管從拓撲還是調(diào)制策略方面,其參考文獻較少.對此,葉滿園等[5]通過級聯(lián)H橋輸出波形結(jié)合逆變器的工作模式逆向推導了五開關(guān)逆變器的脈沖信號,提供了一種全新調(diào)制的思路.張云等[6]提出了一種應(yīng)用于五開關(guān)逆變器的新型SPWM控制策略,通過調(diào)制波分層和三角載波周期性交錯進行比較,得到了輸出電壓的驅(qū)動信號,但其本質(zhì)為載波層疊調(diào)制,級聯(lián)單元之間存在功率均衡的問題.為此,葉滿園等[7]提出了改進的調(diào)制策略,利用載波移相的方法使得各單元功率分配均衡.許亞明等[8-9]通過對三角波進行周期性的重構(gòu)解決了各單元之間功率均衡的問題.但改變?nèi)禽d波的排列方式使得調(diào)制策略的數(shù)字難度增加.所以胡文華等[10]基于不對稱多電平逆變器的拓撲結(jié)構(gòu),通過對脈沖信號的邏輯組合得到開關(guān)管的驅(qū)動信號,使得兩個單元之間功率得到均衡,利于工程的實現(xiàn).

本文為進一步增加五開關(guān)逆變器輸出電平數(shù)和提高波形質(zhì)量,提出了一種兩單元級聯(lián)H橋九電平五開關(guān)逆變器新型拓撲結(jié)構(gòu)和改進型 POD-PWM的倍頻調(diào)制策略,并給出了一種實現(xiàn)兩個單元之間功率均衡的方法.由仿真說明和實驗研究可知:兩單元五開關(guān)級聯(lián)H橋九電平逆變器應(yīng)用所提調(diào)制策略既可以輸出更多的電平數(shù),又具有良好的諧波特性.

1 逆變器拓撲及調(diào)制方法

1.1 拓撲

本文所提兩單元五開關(guān)級聯(lián)H橋九電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示,由兩個五開關(guān)H橋逆變器單元構(gòu)成該拓撲.兩個單元的輸出電壓分別為u1和u2,兩個單元通過變壓器級聯(lián)在一起形成的逆變器的輸出相電壓為uAN.該拓撲結(jié)構(gòu)具有五開關(guān)逆變器和兩單元級聯(lián)H橋逆變器拓撲的特點,能輸出更多的電平數(shù),使得諧波畸變率變低,提高了電能的質(zhì)量,而且減少了器件的損耗.二極管D1和D2起到了續(xù)流和鉗位的作用并且拓撲結(jié)構(gòu)引入了變壓器,

圖1 兩單元五開關(guān)九電平逆變器拓撲

雖然增加了成本和重量,但具有電壓變換、電氣隔離等優(yōu)點.

表1給出了各個單元輸出的電壓及其對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài).通過有序地對五個開關(guān)管進行通斷控制,來輸出相對應(yīng)的±2E、±E和0共5種電平模式.表1中,“1”表示開關(guān)管導通,“0”表示開關(guān)管關(guān)斷.

表1 第一個單元的輸出電壓及其對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)

五開關(guān)逆變器輸出的相電壓與兩個級聯(lián)單元的輸出電壓存在如下關(guān)系:

uAN=uH1+uH2

(1)

對于第一個單元來說,u1可以得到2E、E、0、-E和-2E共5種電平;對于第二個單元,u2可以得到2E、E、0、-E和-2E共5種電平.所以uAN一共有±4E、±3E、±2E、±E和0共9種電平的輸出.

1.2 基于改進型POD-PWM倍頻調(diào)制策略

為了解決傳統(tǒng)兩單元級聯(lián)H橋在POD-PWM調(diào)制下輸出電平數(shù)少的問題,對于本文五開關(guān)拓撲,可以采用改進型POD-PWM對其進行調(diào)制,通過正弦波和三角載波相比較得到的脈沖信號再進一步進行邏輯組合才能作為各個開關(guān)管的觸發(fā)信號,但兩個單元之間仍然存在功率均衡的問題.圖2為改進POD-PWM調(diào)制原理,vn、vn1和vn2為正弦波調(diào)制信號, 其數(shù)學表達式為

(2)

圖2中,載波vd+、vd-、vb+和vb-垂直排列,幅值和頻率相同,但相位相反;vd+、vd-為開關(guān)管S11、S12、S21和S22的載波信號;vb+、vb-為開關(guān)管S15、S25的載波信號;開關(guān)管S13、S14、S23和S24的驅(qū)動信號為基波頻率的方波信號,不需另加載波信號進行調(diào)制,其他開關(guān)器件都需要通過正弦波和三角載波比較,再進行邏輯組合得到驅(qū)動信號,具體過程為:當vn1>vd+,vn1>vd-時,得到脈沖信號q1和q2,對其進行或操作得到S11觸發(fā)信號,對其進行與操作得到S21觸發(fā)信號;當vn2>vd+,vn2>vd-時,得到脈沖信號e1和e2,對其進行或操作得到S12觸發(fā)信號,對其進行與操作得到S22觸發(fā)信號;當vn>vb+,vn>vb-時,得到脈沖信號z1和z2,對其進行與操作,得到S15驅(qū)動信號,對其進行或操作得到S25觸發(fā)信號.

圖2 改進POD-PWM調(diào)制原理圖Fig.2 Improved POD-PWM modulation schematic

根據(jù)以上分析,第一個單元和第二個單元各個開關(guān)器件的觸發(fā)信號滿足如下關(guān)系式:

(3)

1.3 功率均衡方法

圖3 改進POD-PWM調(diào)制下的功率均衡方法Fig.3 Improved power balance method under POD-PWM modulation

兩單元五開關(guān)逆變器之間級聯(lián)構(gòu)成回路,流過的電流大小相等,但是在一個周期內(nèi)的電壓基波幅值各不相同,因此在改進型POD-PWM下兩個單元輸出功率并不均衡,對此提出了一種功率均衡的策略,即通過交換脈沖實現(xiàn)功率均衡,調(diào)制原理如圖3所示.分析如下:P1、P2為相差180°的兩個方波信號,其頻率和基頻相同,S11、S12、S21、S22、S15、S25為六個開關(guān)器件的初始驅(qū)動信號;P1、P2信號的作用就是對初始信號按照1/2輸出電壓周期循環(huán)進行互換,得到實際驅(qū)動信號S′11、S′12、S′21、S′22、S′15和S′25,這樣使得u1和u2電壓波形在半個周期內(nèi)交換,電壓基波幅值相等,實現(xiàn)了兩個單元之間的功率均衡.由圖3可知,當交換S11、S21的觸發(fā)信號,S12、S22觸發(fā)信號保持不變,兩個單元開關(guān)管的正半周期實際驅(qū)動信號的數(shù)學邏輯表達式為

(4)

當交換S12、S22的觸發(fā)信號,S11、S21觸發(fā)信號保持不變,兩個單元開關(guān)管負半周期的實際驅(qū)動信號的數(shù)學邏輯表達式為

(5)

對于兩單元五開關(guān)級聯(lián)H橋逆變器來說,在一個周期T內(nèi),第一個和第二個單元輸出的平均功率表達式為

(6)

式中:Uoi為第i個單元(i=1,2)電壓基波分量的幅值;Io為輸出相電流的幅值;β為輸出電壓和電流相位之差.根據(jù)雙邊傅里葉分析法可知,兩個單元輸出的電壓基波分量幅值為

Uo1=Uo2=mE

(7)

根據(jù)式(6,7)可知,Po1=Po2,第一個和第二個單元的功率達到了均衡.

2 仿真研究

為了驗證倍頻調(diào)制策略以及功率均衡方法的正確性,利用Matlab2018/Simulink進行了兩單元五開關(guān)級聯(lián)H橋逆變器的仿真研究,仿真參數(shù)為E=100 V,R=20 Ω,L=0.004 H,fc=5 000 Hz,m選擇0.9、0.6、0.3,fm=50 Hz,變壓器變比N=1.

圖4為m選擇0.3、0.6和0.9時,采用功率均衡的改進型POD-PWM調(diào)制策略,逆變器各個單元及總的輸出電壓波形.由于開關(guān)器件導通時刻各不相同,第一、二兩個單元從三電平到四電平最后再到五電平,輸出的相電壓從五電平到七電平最后完成了九電平的轉(zhuǎn)變,輸出了更多的電平數(shù).

圖4 逆變器在功率均衡策略下的輸出電壓波形Fig.4 The output voltage waveform of the inverter under the power balance strategy

兩個單元的輸出功率波形如圖5所示,采用改進型POD-PWM調(diào)制策略并對開關(guān)管驅(qū)動信號進行1/2電壓周期互換的策略,使兩個單元的功率得到了均衡.

圖5 功率均衡調(diào)制方法下兩個單元的輸出功率

圖6為兩單元五開關(guān)逆變器在采用功率均衡的改進型POD-PWM輸出相電壓頻譜圖,可見加大調(diào)制比,輸出相電壓的THD在不斷減小,具有更高的電能質(zhì)量.而且逆變器輸出電壓的諧波主要分布在載波頻率fc=5 kHz的2n(n=1,2,…)倍及其附近處,實現(xiàn)了對逆變器的倍頻調(diào)制,提高了輸出電壓的等效頻率,因此在實際頻率較低的情況下,兩單元五開關(guān)逆變器的輸出電壓也具有良好的諧波特性.

圖6 功率均衡策略下逆變器的輸出電壓頻譜Fig.6 Inverter output voltage spectrum under power balance strategy

3 實驗驗證

為了驗證本文所提兩種調(diào)制策略及功率均衡方法的準確性和切實性,搭建了一個兩單元五開關(guān)九電平逆變器實驗平臺(如圖7所示),采用FPGA對主電路進行控制.主要參數(shù)為E=24 V,R=20 Ω,L=0.004 H,fc=5 000 Hz,m=0.9,fm=50 Hz,變壓器變比N=1.

圖7 實驗平臺

圖8給出了在功率均衡的POD-PWM調(diào)制策略下,m=0.9時逆變器的輸出波形.從圖8b可知,輸出相電壓中諧波頻率主要分布在2fc附近,與仿真輸出頻譜一致.

圖9給出了在調(diào)制度為0.9時,第一和第二個單元的輸出電壓、電流和瞬時功率波形.從圖中可以看出,兩個單元各自的瞬時功率波形在一個周期電壓輸出下保持一致,證明了這種功率均衡策略的優(yōu)越性和有效性.

圖8 m=0.9時逆變器的電壓波形及頻譜圖Fig.8 Inverter voltage waveform and frequency spectrum when m=0.9

圖9 調(diào)制度m=0.9時逆變器的輸出功率波形

4 結(jié)論

本文提出了一種直流側(cè)電壓比為1∶1的兩單元五開關(guān)九電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)和改進型POD-PWM的倍頻調(diào)制策略,相對于傳統(tǒng)兩單元級聯(lián)H橋來說,得到了更多的電平數(shù)和較高的波形質(zhì)量.在改進型POD-PWM的倍頻調(diào)制策略的基礎(chǔ)上,通過交換1/2輸出電壓周期驅(qū)動脈沖,使得在一個輸出電壓周期內(nèi)實現(xiàn)了第一和第二兩個單元之間的功率均衡.