單天線全雙工通信系統(tǒng)的自干擾數(shù)字消除研究

云澤雨

(交通運(yùn)輸部北海航海保障中心天津通信中心,天津 300451)

0 引言

全雙工技術(shù)作為實(shí)現(xiàn)更高頻譜效率的新興技術(shù),與傳統(tǒng)的雙向半雙工相比,不僅提升了頻譜利用率,而且吞吐量也可提高兩倍[1]。由于全雙工系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)采用相同的頻率,因此,從發(fā)射到接收過(guò)程中不可避免地對(duì)系統(tǒng)有自干擾影響。通常,自干擾抑制技術(shù)可以分為3類:傳播域隔離[2]、射頻(RF)域抑制[3]和數(shù)字域消除[4]。傳播域隔離采用天線方向性、路徑損耗、交叉極化和電平衡隔離器的組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。RF域抑制則通過(guò)從接收機(jī)輸入中減去傳輸信號(hào)的處理副本來(lái)實(shí)現(xiàn)。數(shù)字域消除則通過(guò)數(shù)字濾波器將已知傳輸數(shù)據(jù)作為檢測(cè)器的輸入進(jìn)行自干擾抑制。文獻(xiàn)[5]分析了發(fā)射機(jī)和接收機(jī)功率放大器(PA)的非線性影響。文獻(xiàn)[6]驗(yàn)證了當(dāng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)使用兩種不同的振蕩器時(shí)相位噪聲是阻礙自干擾消除的關(guān)鍵因素。單天線全雙工系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)50～60 dB的數(shù)字消除,有限的RF消除會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)的RF和基帶(BB)非線性對(duì)自干擾信號(hào)產(chǎn)生更大的影響。

本文在綜合分析發(fā)射機(jī)和接收機(jī)同相/正交(IQ)不平衡、收發(fā)機(jī)硬件中的非線性失真、接收機(jī)噪聲系數(shù)以及同相/正交(IQ)混頻器的相位噪聲效應(yīng)的基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)具有直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的單天線全雙工通信系統(tǒng)的自干擾數(shù)字消除模型。重點(diǎn)分析發(fā)射機(jī)和接收機(jī)自干擾特征,提出適用于接收機(jī)鏈路RF和BB非線性的自干擾數(shù)字消除方法,采用正交三角(QR)分解法對(duì)設(shè)計(jì)矩陣進(jìn)行正交化,從而減少數(shù)字消除誤差。通過(guò)波形模擬展示接收機(jī)RF和BB二階和三階非線性對(duì)RF消除剩余自干擾的影響。

1 全雙工收發(fā)機(jī)模型及自干擾特性

1.1 全雙工收發(fā)機(jī)模型

本文設(shè)計(jì)的具有直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的單天線全雙工收發(fā)機(jī)詳細(xì)框圖見圖1。其中,PA為功率放大器,VGA為可變?cè)鲆娣糯笃?IQ混頻器為同相/正交混頻器,BBA為寬帶脈沖放大器,LPF為低通濾波器,BPF為帶通濾波器,LNA為低噪聲放大器,ADC為模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器,DAC為數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器,x[n]為線性自干擾信號(hào),x(t)為DAC輸出端的數(shù)字信號(hào),xIQ(t)為RF信號(hào)的上變頻,xPA(t)為PA非線性響應(yīng)信號(hào),d(t)為接收機(jī)的期望信號(hào),r(t)為接收機(jī)輸入端的數(shù)字信號(hào),rLNA(t)為L(zhǎng)NA的輸出信號(hào),rIQ(t)為下變頻信號(hào),y[n]為ADC輸出端的數(shù)字信號(hào)。

圖1 單天線全雙工收發(fā)機(jī)模型

1.1 發(fā)射機(jī)的自干擾

在傳輸鏈路中,干擾主要來(lái)自IQ混頻器和功率放大器等RF前端硬件。當(dāng)信號(hào)經(jīng)過(guò)DAC后,轉(zhuǎn)換后的x(t)將同相(I)信號(hào)分量和正交(Q)信號(hào)分量通過(guò)LPF來(lái)抑制混疊干擾。I信號(hào)和Q信號(hào)發(fā)送至IQ混頻器用于上變頻到載波頻率。在IQ混頻器中,IQ不平衡對(duì)信號(hào)產(chǎn)生相位噪聲。假設(shè)γTx和λTx分別為線性和非線性信號(hào)分量的復(fù)增益,則RF信號(hào)的上變頻為

(1)

其中,

(2)

其中,ωc為RF信號(hào)的角中心頻率,θTx為隨機(jī)相位噪聲過(guò)程,(-)為復(fù)共軛。

在信號(hào)傳輸前,上變頻信號(hào)經(jīng)過(guò)VGA和PA將信號(hào)的傳輸功率放大來(lái)滿足通信傳輸要求。由于接收機(jī)的LPF會(huì)將RF的偶數(shù)功率諧波截?cái)?因此,PA只考慮奇數(shù)階非線性項(xiàng)。假設(shè)VGA增益為βVGA,則基于Hammerstein非線性建模的PA非線性響應(yīng)為

(3)

其中,p為非線性階數(shù),f(t)為記憶多項(xiàng)式,*為線性卷積。βPA,1為線性增益,βPA,3為三階非線性失真增益。

由于PA輸出的三階失真的非線性最強(qiáng),因此,本文只考慮三階失真,將非線性失真增益定義為

(4)

其中,βC,1為線性增益,n為任意組合C={PA,LNA,BB}的非線性階數(shù)。

在單天線系統(tǒng)中,從PA輸出的xPA(t)通過(guò)循環(huán)器傳送到天線,發(fā)射機(jī)輸出的數(shù)字信號(hào)將部分反射回接收機(jī)前端,假設(shè)αRF(t)和hch(t)分別是RF消除的脈沖響應(yīng)和自干擾信號(hào)的多徑信道響應(yīng),則接收機(jī)輸入端的數(shù)字信號(hào)為

(5)

其中,

(6)

其中,d(t)和ηth(t)分別為接收機(jī)的期望信號(hào)和熱噪聲。

1.2 接收機(jī)的自干擾

數(shù)字信號(hào)r(t)經(jīng)過(guò)LNA放大后,同樣使用Hammerstein模型對(duì)LNA非線性響應(yīng)進(jìn)行建模,本文只考慮接收機(jī)硬件對(duì)期望信號(hào)和噪聲的線性運(yùn)算,則LNA的輸出信號(hào)為

(7)

其中,

c(t)=βLNA,1(d(t)+ηth(t))+ηLNA(t)

(8)

其中,ηLNA(t)為L(zhǎng)NA的噪聲,q為非線性階數(shù),βLNA,1和βLNA,q分別為L(zhǎng)NA的線性增益和相應(yīng)的第q階非線性失真增益。由于偶數(shù)階RF的LNA非線性可產(chǎn)生遠(yuǎn)離LPF的頻率分量,因此,本文只考慮奇數(shù)階失真。

數(shù)字信號(hào)rLNA(t)經(jīng)過(guò)IQ混頻器后,接收機(jī)的IQ混頻器將RF信號(hào)下變頻為基帶頻率,并使用LPF濾除高頻項(xiàng)。IQ混頻器會(huì)產(chǎn)生隨機(jī)相位噪聲θRx(t),在單天線全雙工系統(tǒng)中,發(fā)射機(jī)和接收機(jī)共享相同的振蕩器,從而產(chǎn)生共同的相位噪聲過(guò)程θ(t),則RF信號(hào)的下變頻為

rIQ(t)=sIQ(t)+c(t)

(9)

其中,sIQ(t)為IQ混頻器輸出的非線性噪聲增益?？紤]到IQ不平衡的影響,接收機(jī)的IQ混頻器也會(huì)產(chǎn)生非線性分量信號(hào),IQ混頻器輸出信號(hào)可以改寫為

(10)

其中,γRx和λRx分別為線性增益和非線性增益,ηIQ(t)為IQ混頻器的噪聲。

由于VGA和ADC也會(huì)給BB信號(hào)引入非線性和數(shù)字轉(zhuǎn)換偏移,因此,在考慮二階非線性的基礎(chǔ)上,復(fù)BB信號(hào)可以寫為

(11)

其中,m為非線性的階數(shù),βBB,r和ηBB(t)分別為第m階基帶增益和BB分量噪聲。

在接收機(jī)鏈路的末端,ADC將模擬BB信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字域信號(hào)。考慮到ADC產(chǎn)生的量化噪聲nq[n],則ADC輸出端的數(shù)字信號(hào)表示為

(12)

其中,ηT[n]為接收機(jī)的總噪聲,包括熱噪聲、接收機(jī)噪聲系數(shù)和量化噪聲。

2 自干擾信號(hào)的數(shù)字消除

為了對(duì)ADC輸出端的數(shù)字信號(hào)y[n]進(jìn)行估計(jì),提出適用于接收機(jī)鏈路RF和BB非線性的自干擾數(shù)字消除方法,并結(jié)合正交化方法確保估計(jì)精度。

Y=Ψw+d+η

(13)

其中,

(14)

其中,Ψ為設(shè)計(jì)矩陣,w為參數(shù)向量。

本文的目標(biāo)是估計(jì)參數(shù)w,然后用于重構(gòu)和消除檢測(cè)器輸入端的自干擾信號(hào)。因此,誤差向量定義為

(15)

(16)

(17)

令μ=Rw,則式(17)的最小化問題可以進(jìn)行改寫并找到最小二乘解為

(18)

3 性能分析

3.1 模擬參數(shù)

利用圖1中建立的單天線全雙工收發(fā)機(jī)模型來(lái)進(jìn)行波形模擬,模擬器采用MATLAB的基帶等效模型構(gòu)建基于20 MHz正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)的波形模擬,在模擬IEEE802.11系統(tǒng)中,每個(gè)OFDM符號(hào)有64個(gè)子載波。波形和系統(tǒng)的參數(shù),如表1所示。雙全工收發(fā)機(jī)系統(tǒng)的各硬件參數(shù),如表2所示。

表1 波形和系統(tǒng)的參數(shù)

表2 全雙工收發(fā)機(jī)系統(tǒng)的各硬件參數(shù)

由于循環(huán)器作為直接自干擾分量和多個(gè)多徑分量可向接收機(jī)提供更強(qiáng)的泄漏信號(hào),因此,本文將自干擾信道模擬為萊斯(Rician)衰落信道,并使用無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)數(shù)據(jù)包格式進(jìn)行通信傳輸,其中每個(gè)數(shù)據(jù)包由120個(gè)OFDM符號(hào)組成。將8%的數(shù)據(jù)包作為訓(xùn)練符號(hào)用于估計(jì)和消除自干擾,并使用1000次Monte Carlo模擬來(lái)計(jì)算平均消除性能。本文將循環(huán)器的隔離度設(shè)置為15 dB,用于隔離可變RF消除值以此顯示其對(duì)數(shù)字消除的影響。

3.2 自干擾消除性能和SINR分析

為了驗(yàn)證本文所提出的自干擾數(shù)字消除方法對(duì)單天線雙全工通信系統(tǒng)的有效性,將本文方法與廣泛線性消除方法[7]、非線性消除方法[8]和級(jí)聯(lián)非線性消除方法[9]對(duì)單天線雙全工通信系統(tǒng)的自干擾消除性能進(jìn)行比較。

對(duì)于不同的RF消除值,將本文提出的數(shù)字消除方法與其他方法進(jìn)行自干擾消除性能比較。在不同RF消除值和總發(fā)射功率為25 dBm條件下,采用不同數(shù)字消除方法后的剩余自干擾功率比較,如圖2所示。

圖2 不同數(shù)字消除方法后的剩余自干擾功率比較

在圖2中,廣泛線性消除方法有20～45 dB的剩余自干擾功率,雖然非線性消除方法和級(jí)聯(lián)非線性消除方法可以大幅提高性能,但在RF消除值為50 dB時(shí),剩余自干擾功率仍約為30 dB。本文提出的數(shù)字消除方法具有更好的性能,這是由于有限的RF消除會(huì)使接收機(jī)輸入端的自干擾信號(hào)功率更高,從而導(dǎo)致接收機(jī)鏈路中的硬件產(chǎn)生更強(qiáng)的非線性效應(yīng),并且本文方法中包含了接收機(jī)鏈路的二階和三階非線性,而其他方法只考慮了發(fā)射機(jī)的PA非線性,忽略了接收機(jī)鏈路的非線性失真。

在RF消除值為60 dB的條件下,對(duì)于不同的總發(fā)射功率,采用不同數(shù)字消除方法的信號(hào)與干擾噪聲比(SINR)比較,結(jié)果如圖3所示。

圖3 不同數(shù)字消除方法后的SINR比較

在圖3中,在計(jì)算SINR的過(guò)程中,由于循環(huán)器的隔離度為15 dB,因此,信號(hào)自然存在15 dB的SINR。非線性消除方法和廣泛線性消除方法分別將自干擾抑制到10～15 dBm的發(fā)射功率。雖然級(jí)聯(lián)非線性消除方法在較高發(fā)射功率情況下的性能優(yōu)于非線性消除方法和廣泛線性消除方法,但由于存在過(guò)度擬合問題,在低發(fā)射功率情況下的估計(jì)誤差較大。本文提出的數(shù)字消除方法具有更好的性能,這是由于通過(guò)設(shè)計(jì)矩陣的正交化來(lái)消除過(guò)度擬合,從而減少了估計(jì)誤差。因此,本文提出的數(shù)字消除方法可對(duì)非線性接收機(jī)提供可靠且充分的抑制自干擾信號(hào)。

4 總結(jié)

由于單天線全雙工系統(tǒng)中的自干擾消除性能受到收發(fā)機(jī)鏈路中硬件的限制,本文設(shè)計(jì)了具有直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的單天線全雙工收發(fā)機(jī),對(duì)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)自干擾特征進(jìn)行了詳細(xì)建模,提出了適用于接收機(jī)鏈RF和基帶(BB)非線性的自干擾數(shù)字消除方法。利用QR分解法對(duì)設(shè)計(jì)矩陣進(jìn)行正交化,從而減少估計(jì)誤差和消除誤差。未來(lái)的研究將致力于多進(jìn)多出(MIMO)系統(tǒng)的自干擾建模和數(shù)字消除方法。