LED 驅動芯片中軟啟動電路設計與仿真驗證

龔 紅， 楊小兵， 敬 坤， 朱 璇， 牟 嬌， 李俊杰

（1 貴州大學 人民武裝學院， 貴陽 550025；2 貴州索立得光電科技有限公司， 貴陽 550081；3 貴州大學 大數據與信息工程學院， 貴陽 550025）

0 引 言

隨著電子產品市場的擴大，對于電源管理芯片的需求也表現出增加的趨勢。 DC-DC 開關電源芯片擁有低功耗、高效率、強帶負載能力和支持升、降壓功能的優(yōu)點，而被廣泛應用于各類電子產品中。其中，LED 驅動芯片利用升壓功能給負載提供恒定電流，利用反饋電壓來控制輸出電壓，而在啟動階段，反饋電壓小于基準參考電壓，誤差放大器（EA）不能正常工作在平衡狀態(tài)，導致電源在啟動階段存在一個重大缺陷，即開關管近乎工作在100%占空比狀態(tài)下，此時輸出電壓會有過沖，且電路中有很大的瞬態(tài)浪涌電流，可能會對開關管和后端精密器件造成損害［1］。

針對上述問題，本文應用一種軟啟動保護電路，通過對電容充電，在啟動階段輸出一個緩慢單調上升的電壓作為誤差放大器的基準電壓輸入［2-3］，限制開關管的工作占空比，消除浪涌電流，對輸出電容緩慢充電，使輸出電壓平緩上升至正常工作電壓。由于軟啟動保護電路結構簡單、占用面積小，有效地解決了大電容芯片面積占用問題，能夠正確啟動電路，提高了LED 驅動芯片的可靠性。

1 LED 驅動芯片系統(tǒng)電路結構設計

本文設計的LED 驅動芯片電路框架示意如圖1所示。 該芯片電路采用電流模式，利用外部的檢測電阻來控制流過LED 上的電流大小。 輸出電流通過采樣電阻Rs 后獲得反饋電壓連接到誤差放大器（EA）的反向輸入端，通過過壓保護電路確保芯片不會過度輸出。 LED 驅動芯片內部提供的基準電壓VREF接入到誤差放大器的正向輸入端，軟啟動電路的輸出信號SS 通過鉗位運放CLAMP 連接到誤差放大器EA 的輸出端。 在整個LED 驅動芯片初始啟動階段，當未加軟啟動電路時，反饋電壓VFB遠低于基準電壓VREF， 比較器輸出為低電平，輸出功率管將近乎處于100%占空比，而產生浪涌電流；當加入軟啟動電路后，誤差放大器EA 的輸出端將緩慢上升，輸出功率管占空比將逐步增加至合理工作范圍，能夠有效地消除浪涌電流和電壓過沖。

圖1 LED 驅動芯片電路框圖Fig.1 Circuit block diagram of LED driver chip

基于LED 驅動芯片設計的軟啟動電路框架如圖2 所示，電路主要包括電流偏置模塊、軟啟動主體模塊、基準電路模塊、比較器模塊。 偏置電路模塊為軟啟動主體電路提供偏置電流，基準電路模塊產生基準電壓VREF，同時也為軟啟動電路提供一個參考電壓，將該電壓信號輸入比較器來得到SS_OUT 電壓信號，為LED 驅動芯片內部控制系統(tǒng)提供使能信號。 其工作原理為：當軟啟動主體電路輸出信號SS小于基準電壓時，比較器輸出使能信號SS_OUT 為低電平，控制功能模塊不工作；當軟啟動主體電路輸出信號SS 大于基準電壓時，比較器輸出使能信號SS_OUT 為高電平，控制功能模塊開始工作［4］，從而確保LED 驅動芯片電路系統(tǒng)安全高效地工作。

圖2 軟啟動電路框架Fig.2 Soft start circuit framework

2 軟啟動電路設計

2.1 基準電路設計

如圖3 所示，基準電路主要由運算放大器（OPAMP）、三極管、電阻以及補償電容組成。 其中，三極管Q1和Q2的個數之比為1 ∶8，電容C為基準反饋環(huán)路的補償電容。 根據運算放大器的“虛短”“虛斷” 原理可知，兩輸入端VA與VB相等，則可得到等式：

圖3 基準電路Fig.3 Reference circuit

已知：

聯立以上兩式可得

由基準電路可知，電流IR3也流經電阻R2，則可得到基準輸出電壓VREF：

式中：VBE2為三極管Q2基極-發(fā)射極的結電壓，呈現負溫度系數［4］，VT為具有正溫度系數的熱電壓，n為三極管個數之比，此基準電路中n ＝8。 從式（4）可知，若要得到一個零溫度系數的基準電壓VREF，通過調節(jié)電阻R2和電阻R3的比值即可［5］。

根據以上對基準電路的原理分析搭建電路進行仿真驗證。 基準電路在溫度變化下的電壓輸出曲線如圖4 所示，溫度變化范圍為-55 ℃～125 ℃，在此區(qū)間基準輸出電壓最大值與最小值分別為1.200 562 V、1.198 838 V，極值差為1.723 077 mV，由此得出該基準電壓溫度系數為7.79×10-6／℃，說明該基準具有良好的溫度特性。

圖4 基準輸出電壓隨溫度的變化曲線Fig.4 Curve of reference output voltage with temperature

2.2 電流偏置電路設計

電流偏置電路如圖5 所示，由M10、M1、R1組成偏置電路的啟動電路。 當基準電壓接入M1柵極，M10又是二極管連接，所以流過R1上的電流IR1為

圖5 偏置電路Fig.5 Bias circuit

電流IR1也將流過二極管M10，則晶體管M10的柵極將為晶體管M3、M5提供一個偏置電壓。 基準電壓由圖3 所示電路產生后，若只是簡單地使用電阻來產生后端需要的基準電流，將導致電路帶載能力下降，因為電阻將分走一部分電流，基準的運放輸出電阻和增益下降，將導致基準電壓的精度下降。為解決以上問題，將基準電路的輸出端接入一個緩沖運放電路，根據運放的虛斷原理可知，緩沖運放的輸入電阻接近于無窮大，不會對基準輸出產生影響。 又由于運放的虛短原理（VN ＝VP），則由圖5 電路結構可知流過R2的電流IR2為

其中， 運放輸出為M2、M4提供偏置電壓，M2、M3、M4、M5組成共源共柵電流鏡結構，其個數之比8 ∶1；M6、M7、M8、M9也為共源共柵結構，其晶體管個數之比為1 ∶1。 則可計算得到軟啟動電路所需的偏置電流ISS為

偏置電路與傳統(tǒng)偏置電路相比，采用共源共柵電流鏡結構，有效的減少了電流鏡之間的失配［6］。在整個環(huán)路中，第二級運放電路的輸入端為晶體管M2的柵極，輸出端為晶體管M3的漏極，電容C1和電阻R3處于第一級的輸出和第二級輸入之間，分別構成了反饋環(huán)路的密勒補償電容和調零電阻，對環(huán)路的相位裕度進行一定的補償，從而提高了運放輸入的精度，保證了偏置電流更加的精準。

輸出偏置電流隨溫度的變化曲線如圖6 所示。在溫度范圍為-55 ℃～125 ℃內，偏置電流最大值為12.186 6 μA，最小值為11.736 82 μA，全溫度范圍內最大值與最小值的偏差為449 nA。 由此可知，該偏置電流電路具有良好的溫度特性。

圖6 偏置電流隨溫度的變化曲線Fig.6 Bias current curve with temperature

2.3 軟啟動電路設計

在軟啟動電路中，主要包含偏置電流鏡電路、電容倍增電路、比較器以及由與非門組成的RS 鎖存器，其軟啟動電路如圖7 所示。

圖7 軟啟動電路示意圖Fig.7 Schematic diagram of soft start circuit

為減少電流鏡的失配，偏置電路采用共源共柵結構。 當LED 驅動芯片電路系統(tǒng)開始工作時，使能輸入端EN 為低電平，經過反相器INV1后輸出為高電平，則晶體管M16、M12、M13開始導通，晶體管M17柵極電位將被下拉到低電平，M17截止。 此時，EN為低電平，則SS_EN輸出高電平，M22導通，則SS端口被下拉到低電平，且晶體管M18、M19、M20、M21和電容C1構成的電容倍增電路兩端電壓也為低電平。 為方便敘述，將晶體管M18、M19、M20、M21和電容C1 構成的電容值記做電容C。

當LED 驅動芯片系統(tǒng)使能電路輸出為高電平時，使能輸入端口EN 為高電平，軟啟動電路開始工作，則晶體管M16關閉，偏置電流IBIAS將對電容充電，電容C的電壓降將逐步上升。 對于晶體管M17信號輸入在柵端，輸出在源端，構成了一個源跟隨器，則比較器的正向SS 端口也是一個緩慢上升的軟啟動信號。 軟啟動信號與基準電壓信號VREF通過比較器比較。 當軟啟動信號SS 小于基準電壓信號VREF時，反向器INV2輸出為高電平，同時使能輸入端EN 也為高電平，則SS_EN 和SS_OUT 將分別保持高電平與低電平，致使晶體管M10關斷，晶體管M22開通，則電流I1對電容C充電，電容電壓開始上升，軟啟動電壓信號SS 也逐步上升。 當信號SS 逐步上升至略微超過基準電壓VREF后，比較器輸出的高電平經過反相器INV2轉換為低電平，則SS_OUT輸出為高電平，SS_EN 輸出為低電平，晶體管M10開通，晶體管M20關斷，此時電流I1、I2共同為電容C充電。 因此，當軟啟動輸出信號SS 略微超過基準電壓VREF后，電容C的充電電流為I1與I2之和，軟啟動信號SS 將加速上升使LED 驅動芯片快速脫離軟啟動并進入工作狀態(tài)。

由電容的C - V特性可知：

式中：t為軟啟動時間，也是整個軟啟動電路中電容C的充電時間，I為電容C的充電電流，該過程分為兩個階段進行，分別是電流I1和I1＋I2進行充電。當電路開始工作，充電電流I1為恒流源，則充電時間可以表示為

式中：基準電壓VREF值約為1.2 V，Vgs17為晶體管M17的柵源電壓， 可取值為0.7 V。 根據公式可知，軟啟動上升時間t的大小取決于電容C及電容充電電流I的大小。 考慮到LED 驅動芯片電路系統(tǒng)的軟啟動條件，將軟啟動時間設定為2 ms；在電路中，當充電電流I1為150 nA 時，則電容C大小至少為157 pF。 在畫版圖時，面對如此大的電容值，將占用大量的芯片面積，芯片集成度降低，成本也將升高。

根據上述問題，采取電流模式電容倍增電路來減少芯片的面積［7］。 如圖7 中所示，倍增電路由電容C1、晶體管M18、M19、M20、M21構成。 根據密勒效應可知：由M19、M21構成的共源共柵結構的等效輸入電容為（1＋A）C1。 其中A為晶體管M19、M21構成的共源共柵結構輸入到輸出的增益。 由于晶體管M18、M20分別與晶體管M19、M21構成電流鏡結構，則其增益之比可類比為晶體管流過的電流之比。 設晶體管M18、M20的個數為1，晶體管M19、M21的個數為N，且M18、M19、M20、M21的寬長比一樣。 則可根據原理得到電容C的大小為

根據式（10）可知，合理的選擇寬長比大小以及N的大小，將很大程度的減小電容C1的大小，從而節(jié)約了版圖面積。 在本電路設計中，C1取值為8.35pF，晶體管M18、M20與晶體管M19、M21個數之比為1 ∶N ＝1 ∶29。 則總電容C ＝（29＋1），C1＝240 pF，將設定值帶入式（9），可算得軟啟動時間為3 ms。

根據以上分析計算，搭建整體軟啟動電路進行仿真，其軟啟動電路輸出信號SS 曲線如圖8 所示，軟啟動時間約為3 ms，與之前計算一致。

圖8 啟動電路輸出信號SSFig.8 Start circuit output signal SS

圖9 為軟啟動輸出SS_OUT 信號翻轉曲線，由仿真結果可知，當啟動時間到達3 ms 時，軟啟動結束，電路系統(tǒng)開始工作。

圖9 軟啟動輸出SS_OUT 信號翻轉曲線Fig.9 Softstart output SS_ OUT signal flip curve

3 結束語

本文設計了一種應用于LED 驅動芯片的軟啟動電路。 在整體電路中，設計了帶隙基準源模塊、偏置電流模塊來保證了整體軟啟動電路的穩(wěn)定性和可行性，并在0.18 μm BCD 工藝下實現了驗證和應用，完成了設計目標。 該電路結構簡單、易于實現，軟啟動占用相應芯片面積小，可應用于便攜式芯片，極具有市場價值。