空調(diào)驅(qū)動(dòng)器PFC電路傳導(dǎo)干擾抑制研究與應(yīng)用

厲杰 宋洪強(qiáng) 孫玉良 許升 虞朝豐 張金瑞

1.青島海爾智能技術(shù)研發(fā)有限公司 山東青島 266101；2.數(shù)字化家電國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 山東青島 266101

0 引言

功率因數(shù)校正電路（Power Factor Correction，PFC）是變頻空調(diào)室外機(jī)驅(qū)動(dòng)器的重要組成部分，其中單路Boost型PFC電路由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于控制、輸入電流脈動(dòng)小、可靠性高且成本低等優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛的應(yīng)用[1-2]。Boost PFC電路工作頻率較高，在第三代半導(dǎo)體材料的支持下工作頻率已提升至60 kHz，其優(yōu)勢(shì)是PFC升壓電感體積進(jìn)一步縮小，驅(qū)動(dòng)器功率密度進(jìn)一步提升[3]，但隨之而來(lái)的傳導(dǎo)電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）問(wèn)題也愈加突出。為了抑制Boost PFC電路傳導(dǎo)干擾，常用方法是通過(guò)在驅(qū)動(dòng)器前端設(shè)計(jì)EMI濾波器，針對(duì)Boost PFC電路不同工作模式，在PFC電路前端增加由電容、電感組成的LC型、CL型或π型單級(jí)濾波器來(lái)抑制傳導(dǎo)EMI[4]；或者在Boost PFC電路中增加一個(gè)與原升壓電感反向耦合的電感[5]，平衡電路中的傳導(dǎo)干擾；還可通過(guò)共模電感的高頻模型設(shè)計(jì)兩級(jí)EMI濾波器，增強(qiáng)對(duì)傳導(dǎo)干擾的抑制效果[6]。在PFC電路前端設(shè)計(jì)EMI濾波器的方法是基于傳導(dǎo)EMI傳播路徑抑制的思想提出的，隨著PFC載頻提升，僅靠EMI濾波器進(jìn)行傳導(dǎo)干擾抑制往往會(huì)大幅增加器件成本和驅(qū)動(dòng)器體積，且對(duì)干擾抑制的效果往往不理想。因此有必要針對(duì)Boost PFC電路傳導(dǎo)干擾源進(jìn)行研究分析，提出一種針對(duì)Boost PFC傳導(dǎo)干擾源的抑制方法，可以和EMI濾波器共同作用，把傳導(dǎo)EMI抑制的效果最大化且成本可控。

1 Boost PFC傳導(dǎo)干擾原理分析

1.1 傳導(dǎo)干擾測(cè)試原理

根據(jù)電磁兼容國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)[7]，傳導(dǎo)EMI的測(cè)試方法是，通過(guò)線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)（Line Impedance Stabilization Network，LISN）為受試設(shè)備（Equipment Under Test，EUT）在規(guī)定的頻率范圍內(nèi)（148.5 kHz～30 MHz）提供穩(wěn)定的測(cè)試阻抗，同時(shí)LISN把電網(wǎng)和EUT進(jìn)行隔離，避免測(cè)試過(guò)程中電網(wǎng)對(duì)EUT產(chǎn)生干擾。如圖1所示，在進(jìn)行傳導(dǎo)EMI測(cè)試時(shí)，EMI分析儀每次只能掃描被測(cè)設(shè)備的其中一路電源線，通過(guò)與電源線相連的K1和K2開(kāi)關(guān)切換測(cè)試線路[3]。

圖1 傳導(dǎo)干擾測(cè)試原理圖

1.2 Boost PFC電路傳導(dǎo)干擾環(huán)路模型

Boost PFC電路傳導(dǎo)干擾依據(jù)其產(chǎn)生和傳導(dǎo)機(jī)理，可以分為差模干擾（Differential Mode EMI）和共模干擾（Common Mode EMI）兩種基本模態(tài)[8]。如圖2所示，以交流輸入正電壓為例進(jìn)行分析，不考慮EMI濾波器電路的前提下，在簡(jiǎn)化LISN電路后，Boost PFC電路測(cè)試模型可以分為差模干擾環(huán)路和共模干擾環(huán)路。

圖2 交流輸入電壓正半周boost PFC電路測(cè)試模型

差模干擾噪聲是PFC電路中升壓電感L的紋波電流引起的[6]，差模干擾電流iL通過(guò)升壓電感L、IGBT、整流二極管（D1～D4）與測(cè)試網(wǎng)絡(luò)形成環(huán)路。共模干擾噪聲是電路中開(kāi)關(guān)器件絕緣柵雙極晶體管（Insulated gate bipolar transistor，IGBT）集電極電壓快速切換產(chǎn)生的高頻噪聲導(dǎo)致的，集電極電壓Vce是共模干擾的電壓源[4]。由于IGBT集電極與空調(diào)外機(jī)金屬殼（空調(diào)外機(jī)金屬殼體接參考地RG）存在寄生電容Cp，因此共模干擾電流ip通過(guò)IGBT集電極和寄生電容Cp流到參考地RG端，與測(cè)試網(wǎng)絡(luò)形成環(huán)路。

在進(jìn)行傳導(dǎo)EMI測(cè)試時(shí)，由于干擾噪聲形成的電流信號(hào)難以直接測(cè)量，因此可以通過(guò)LISN提供的測(cè)試阻抗把噪聲電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為噪聲電壓信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。

由圖2交流輸入電壓正半周PFC電路測(cè)試模型，EUT的L線和N線在LISN測(cè)試電阻上流過(guò)的干擾電流IL+和IN+可以表示為：

由式（1）求出差模干擾電流iL和共模干擾電流ip的表達(dá)式為：

由于LISN和EMI分析儀分別為測(cè)試線提供了50 Ω的測(cè)試阻抗，則差模干擾電壓|vDM+|和共模干擾電壓|vCM+|可表示為：

同理，可推導(dǎo)出交流輸入電壓為負(fù)半周時(shí)，差模干擾電壓|vDM-|和共模干擾電壓|vCM+-|的表達(dá)式為：

由Boost PFC電路的差模干擾和共模干擾環(huán)路模型可見(jiàn)，在測(cè)試網(wǎng)絡(luò)和EMI分析儀阻抗不變的前提下，對(duì)于EUT的L線和N線傳導(dǎo)EMI電壓幅值的抑制可以通過(guò)對(duì)差模干擾和共模干擾環(huán)路電流的衰減來(lái)實(shí)現(xiàn)。

2 傳導(dǎo)干擾EMI抑制設(shè)計(jì)

通過(guò)對(duì)Boost PFC電路差模和共模干擾環(huán)路模型分析可知傳導(dǎo)EMI測(cè)試過(guò)程包含三種要素，即傳導(dǎo)干擾源、噪聲傳播路徑和EMI分析儀，因此衰減干擾源的噪聲，或者切斷噪聲的傳播路徑都可以實(shí)現(xiàn)對(duì)傳導(dǎo)EMI的抑制。在現(xiàn)有EMI濾波器設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，本文重點(diǎn)研究從傳導(dǎo)干擾源頭對(duì)噪聲信號(hào)進(jìn)行抑制，減小傳導(dǎo)干擾環(huán)路電流，最大化傳導(dǎo)干擾抑制的效果。在進(jìn)行EMI抑制方法設(shè)計(jì)時(shí)，需對(duì)差模干擾源和共模干擾源分別采取針對(duì)性優(yōu)化措施。

2.1 差模干擾源噪聲抑制

Boost PFC差模干擾主要由升壓電感高頻紋波電流產(chǎn)生。如圖3所示，PFC電路工作時(shí)，升壓電感的紋波電流中存在大量高頻干擾信號(hào)，這些干擾信號(hào)會(huì)通過(guò)近場(chǎng)耦合的方式傳入印刷電路板（Printed Circuit Board，PCB）的線路中，從而對(duì)傳導(dǎo)干擾造成影響[9]。

圖3 升壓電感與PCB走線近場(chǎng)耦合

Ie為高頻電感近場(chǎng)耦合到PCB銅線上產(chǎn)生的干擾電流。理想情況下，假設(shè)銅線有效電流信號(hào)I和干擾電流Ie分別為：

式中，ω1和ω2分別為有效電流信號(hào)和干擾電流信號(hào)的頻率，兩種電流耦合后產(chǎn)生的混頻電流Ib為：

由公式（6）可見(jiàn)，混頻后兩組不同頻率的信號(hào)產(chǎn)生了上變頻和下變頻，原始電流信號(hào)發(fā)生了畸變，從而產(chǎn)生了電磁干擾，因此對(duì)差模干擾源近場(chǎng)耦合噪聲抑制需要考慮高頻電感周邊附近PCB走線的抗干擾設(shè)計(jì)，盡量減少噪聲干擾信號(hào)產(chǎn)生的混頻現(xiàn)象。

圖4展示了一種Boost PFC的PCB設(shè)計(jì)方案，其中紅色區(qū)域?yàn)镻CB板頂層走線，藍(lán)色區(qū)域?yàn)镻CB板底層走線，黃色線代表電路電流走向，白色線為PFC升壓電感磁場(chǎng)線。由圖可見(jiàn)，PFC電路升壓電感產(chǎn)生的磁場(chǎng)線垂直切割了紅色區(qū)域的電路走線，這部分走線為PFC電路地線GND，根據(jù)公式（6）可知，升壓電感的高頻噪聲信號(hào)會(huì)通過(guò)近場(chǎng)耦合的方式傳到PCB的GND線，從而形成圖5所示的差模噪聲干擾。

圖4 IGBT開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)升壓電感磁場(chǎng)對(duì)PCB走線的影響

圖5 升壓電感與PCB走線近場(chǎng)耦合示意圖

在實(shí)際應(yīng)用中，Boost PFC電路中整流橋、IGBT、PFC高頻電感和濾波電解等功率器件體積較大，這些器件的位置排布需要綜合考慮器件散熱、電氣間隙和相關(guān)結(jié)構(gòu)物料干涉等因素，因此很難實(shí)現(xiàn)理想化的layout設(shè)計(jì)。因此在元器件布局時(shí)只能在各種限制條件下盡可能優(yōu)化EMI設(shè)計(jì)，針對(duì)圖4的一種PCB優(yōu)化設(shè)計(jì)方案如圖6所示，圖中紅色區(qū)域GND地線layout方式做了調(diào)整，避開(kāi)了PFC升壓電感磁場(chǎng)線的垂直切割區(qū)域，減少高頻噪聲近場(chǎng)耦合引起的差模干擾電流，同時(shí)IGBT關(guān)斷時(shí)負(fù)載的電流環(huán)路面積也減少了，進(jìn)一步降低了高頻噪聲干擾。

圖6 PCB走線優(yōu)化后近場(chǎng)耦合干擾減少

2.2 共模干擾源噪聲抑制

Boost PFC電路工作時(shí)，IGBT集電極和發(fā)射極兩端會(huì)產(chǎn)生近似方波的Vce電壓，如圖7 a) 所示，在IGBT關(guān)斷時(shí)，由于IGBT器件和PCB環(huán)路寄生參數(shù)的影響，Vce電壓上升過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生較大的過(guò)沖和振蕩現(xiàn)象[10]。Vce電壓振蕩頻率為：

圖7 IGBT集電極電壓波形和噪聲頻譜圖

式中：Lp為IGBT集電極和PCB線路的總寄生電感，Co為IGBT總輸出寄生電容。這種電壓過(guò)沖和振蕩現(xiàn)象會(huì)產(chǎn)生大量共模干擾噪聲，成為共模干擾環(huán)路的電壓源。用MATLAB軟件對(duì)Vce振蕩波形進(jìn)行快速傅里葉變換可得到如圖7 b) 所示的噪聲頻譜。

為了抑制共模干擾環(huán)路電壓源，進(jìn)而減小共模干擾電流，可在IGBT兩端增加吸收電路（snubber circuit）來(lái)存儲(chǔ)干擾源噪聲能量。存儲(chǔ)的能量可在IGBT開(kāi)通時(shí)通過(guò)IGBT和snubber電路進(jìn)行泄放。目前常用的吸收電路結(jié)構(gòu)有C型、RC型和RCD型等，如圖8。C型吸收電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，對(duì)IGBT關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的dv/dt吸收快，但吸收電容Csbr放電時(shí)會(huì)向IGBT釋放瞬時(shí)大電流，造成IGBT溫升提高，影響IGBT可靠性，一般用于小功率電路；RC型吸收電路增加了限流電阻Rsbr，可以抑制電容Csbr放電產(chǎn)生的大電流，同時(shí)為放電回路提供了電阻負(fù)載，但其吸收dv/dt時(shí)效性比C型結(jié)構(gòu)有所減弱；RCD型吸收電路在電阻兩端并聯(lián)了二極管Dsbr，在IGBT關(guān)斷時(shí)，集電極的過(guò)沖電壓可以通過(guò)Dsbr迅速被Csbr吸收，當(dāng)IGBT開(kāi)通時(shí)，由于二極管Dsbr的反向截止作用，電容Csbr存儲(chǔ)的噪聲能量通過(guò)Rsbr和IGBT形成泄放回路，因此RCD型吸收電路兼有C型結(jié)構(gòu)吸收快和RC型結(jié)構(gòu)泄放電流小的優(yōu)點(diǎn)，吸收噪聲和釋放能量的效果最好。

圖8 IGBT吸收電路結(jié)構(gòu)圖

RCD吸收電路中Csbr和Rsbr參數(shù)值的選取，需要考慮IGBT寄生參數(shù)Lp和Co的影響，但由于電路中的Lp和Co難以直接獲得，工程上一般通過(guò)以下方法獲?。?/p>

首先測(cè)量Boost PFC電路無(wú)snubber電路時(shí)的振蕩頻率f，f與寄生參數(shù)Lp和Co的關(guān)系如公式（7）；根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)在IGBT兩端并聯(lián)增加一個(gè)吸收電容Csbr1，測(cè)量此時(shí)的振蕩頻率fc：

根據(jù)公式（7）和公式（8）得出寄生參數(shù)值：

求出寄生參數(shù)Lp和Co的值后，即可確定Rsbr和Csbr數(shù)值。

RCD吸收電路中Dsbr需要選取反向恢復(fù)時(shí)間短的超快恢復(fù)二極管，Dsbr耐電壓VBR一般選取2倍以上PFC母線電壓，耐電流值根據(jù)電容和PFC母線電壓計(jì)算電流峰值IFSM，最終確定Dsbr的規(guī)格。

根據(jù)上述計(jì)算方法，并考慮留一定的余量，本方案選取Csbr=680 pF、Rsbr=33Ω，Dsbr選取3 A/1000 V規(guī)格快恢復(fù)二極管，測(cè)試IGBT增加RCD吸收電路后Vce電壓波形，并與無(wú)RCD方案進(jìn)行對(duì)比，測(cè)試結(jié)果如圖9所示，IGBT兩端增加RCD吸收電路后，集電極電壓Vce的振蕩幅值明顯減?。挥肕ATLAB軟件對(duì)圖9 a) 波形進(jìn)行噪聲頻譜分析，得到優(yōu)化前后的噪聲頻譜對(duì)比圖9 b)，IGBT增加RCD吸收電路后Vce振蕩電壓導(dǎo)致的干擾噪聲幅值明顯減小，尤其在150 kHz～30 MHz頻率（傳導(dǎo)干擾測(cè)試頻率）范圍內(nèi)噪聲幅值衰減較大，表明吸收電路對(duì)共模干擾源的抑制效果較好。

圖9 IGBT增加吸收電路前后Vce振蕩電壓波形和頻譜對(duì)比圖

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

針對(duì)上述研究結(jié)果在空調(diào)整機(jī)上進(jìn)行實(shí)測(cè)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)機(jī)器為3匹家用分體式空調(diào)，室外機(jī)驅(qū)動(dòng)器的最大設(shè)計(jì)功率5 kW，PFC載頻60 kHz，在制冷模式下，分別對(duì)差模干擾源抑制方法和共模干擾源抑制方法進(jìn)行對(duì)比測(cè)試，測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)按照電磁兼容國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)[7]規(guī)定執(zhí)行，通常家電企業(yè)判定合格標(biāo)準(zhǔn)需在國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)的基礎(chǔ)上留有3 dB余量。由于實(shí)測(cè)時(shí)驅(qū)動(dòng)器L線和N線的傳導(dǎo)干擾曲線基本一致，為方便對(duì)比優(yōu)化前后測(cè)試曲線，只選取驅(qū)動(dòng)器的L線進(jìn)行對(duì)比測(cè)試。

3.1 差模干擾源抑制對(duì)比測(cè)試

為驗(yàn)證干擾源近場(chǎng)耦合導(dǎo)致的PFC差模干擾及其抑制措施效果，對(duì)文中2.1部分圖4和圖6兩種PCB設(shè)計(jì)方案進(jìn)行傳導(dǎo)干擾對(duì)比測(cè)試，測(cè)試曲線如圖10所示。為了盡量排除共模干擾對(duì)測(cè)試曲線的影響，兩種PCB設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)器方案都增加了共模干擾抑制措施，因此測(cè)試曲線可以更直觀地反映出優(yōu)化PCB減少近場(chǎng)耦合后對(duì)差模干擾的改善效果。

圖10 PFC電路差模干擾源抑制前后對(duì)比測(cè)試

由測(cè)試結(jié)果可見(jiàn)，PFC電路差模干擾改善前，測(cè)試曲線在2～5 MHz頻率范圍幅值明顯較高，利用EMI分析儀進(jìn)行自動(dòng)取點(diǎn)掃描，干擾幅值最高點(diǎn)出現(xiàn)在2.96 MHz頻率點(diǎn)，準(zhǔn)峰值相對(duì)國(guó)標(biāo)有5 dB余量，但平均值相對(duì)國(guó)標(biāo)的余量是0 dB，不符合企業(yè)標(biāo)準(zhǔn)。作為對(duì)比，減少近場(chǎng)耦合干擾后，測(cè)試曲線在2～5 MHz頻率范圍傳導(dǎo)干擾幅值明顯衰減，利用EMI分析儀自動(dòng)掃描曲線，其峰值點(diǎn)在0.15 MHz頻率點(diǎn)，準(zhǔn)峰值相對(duì)國(guó)標(biāo)有9.7 dB余量，平均值相對(duì)國(guó)標(biāo)有11.0 dB余量，傳導(dǎo)干擾幅值大幅衰減，符合企業(yè)標(biāo)準(zhǔn)，驗(yàn)證了差模干擾源抑制方案對(duì)傳導(dǎo)干擾的改善效果，具體測(cè)試數(shù)據(jù)如表1所示。

表1 差模干擾優(yōu)化前后干擾幅值高點(diǎn)掃描數(shù)據(jù)對(duì)比

3.2 共模干擾源抑制對(duì)比測(cè)試

為驗(yàn)證IGBT集電極電壓Vce關(guān)斷振蕩導(dǎo)致的PFC共模干擾及其抑制措施效果，對(duì)IGBT增加RCD吸收電路前后方案進(jìn)行傳導(dǎo)干擾對(duì)比測(cè)試，測(cè)試曲線如圖11所示。同理，為了盡量排除差模干擾對(duì)測(cè)試曲線的影響，驅(qū)動(dòng)器增加了差模干擾抑制措施。

圖11 PFC電路共模干擾源抑制前后對(duì)比測(cè)試

由測(cè)試結(jié)果可見(jiàn)，IGBT增加RCD吸收電路前，傳導(dǎo)干擾在6 MHz附近和20～30 MHz頻率范圍幅值明顯較高，利用EMI分析儀進(jìn)行自動(dòng)取點(diǎn)掃描，干擾幅值兩個(gè)高點(diǎn)分別出現(xiàn)在6.51 MHz和25.69 MHz頻率點(diǎn)。其中6.51 MHz頻率點(diǎn)準(zhǔn)峰值相對(duì)國(guó)標(biāo)有4.8 dB余量，平均值相對(duì)國(guó)標(biāo)有3.1 dB余量；25.69 MHz頻率點(diǎn)準(zhǔn)峰值相對(duì)國(guó)標(biāo)有6.2 dB余量，平均值相對(duì)國(guó)標(biāo)有2.3 dB余量，測(cè)試結(jié)果雖然符合國(guó)標(biāo)，但因余量太少不符合企標(biāo)要求。作為對(duì)比，IGBT增加RCD吸收電路后，測(cè)試曲線在6 MHz和20～30 MHz頻率范圍傳導(dǎo)干擾幅值明顯衰減，利用EMI分析儀自動(dòng)掃描曲線的峰值點(diǎn)同樣在0.15 MHz，準(zhǔn)峰值相對(duì)國(guó)標(biāo)有9.7 dB余量，平均值相對(duì)國(guó)標(biāo)有11.0 dB余量，傳導(dǎo)干擾幅值大幅衰減，驗(yàn)證了IGBT共模干擾源抑制方案對(duì)傳導(dǎo)干擾的改善效果，具體測(cè)試數(shù)據(jù)如表2所示。

表2 共模干擾優(yōu)化前后干擾幅值高點(diǎn)掃描數(shù)據(jù)對(duì)比

4 結(jié)論

通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看到，對(duì)差模干擾源和共模干擾源增加抑制措施后，測(cè)試傳導(dǎo)EMI準(zhǔn)峰值和平均值曲線，測(cè)試曲線余量最小的點(diǎn)在0.15 MHz，準(zhǔn)峰值余量相對(duì)國(guó)標(biāo)有9.7 dB，平均值余量有11 dB，測(cè)試余量充足。作為對(duì)比，當(dāng)驅(qū)動(dòng)器沒(méi)有差模干擾源抑制措施時(shí)，測(cè)試曲線中頻段2～5 MHz會(huì)出現(xiàn)密集的傳導(dǎo)干擾尖峰，其中最差的2.96 MHz頻率點(diǎn)平均值余量為0 dB；當(dāng)驅(qū)動(dòng)器沒(méi)有共模干擾抑制措施時(shí)，測(cè)試曲線高頻段6 MHz附近和20～30 MHz會(huì)出現(xiàn)傳導(dǎo)干擾尖峰，其平均值余量分別只有3.1 dB和2.3 dB，證明了在PFC電路差模干擾和共模干擾模型基礎(chǔ)上針對(duì)干擾源進(jìn)行傳導(dǎo)EMI抑制具有較好的效果。因此對(duì)PFC電路電感與地線近場(chǎng)耦合形成的差模干擾需避免電感線圈產(chǎn)生的磁感應(yīng)線垂直切割PFC電路地線，減少近場(chǎng)耦合效應(yīng)；對(duì)IGBT集電極Vce振蕩電壓造成的共模干擾可通過(guò)增加RCD電路吸收Vce振蕩能量，實(shí)現(xiàn)干擾抑制。

空調(diào)驅(qū)動(dòng)器傳導(dǎo)EMI抑制設(shè)計(jì)需要綜合考慮干擾源頭和傳播路徑兩方面因素，本文研究的方法在不增加傳播路徑上的EMI濾波器成本前提下，以干擾源抑制為切入點(diǎn)實(shí)現(xiàn)了對(duì)高頻PFC電路傳導(dǎo)EMI的有效改善，具有較高的實(shí)用價(jià)值，該方法目前已應(yīng)用于3匹分體式柜機(jī)空調(diào)產(chǎn)品的量產(chǎn)。