基于改進(jìn)滑模的PMSM無位置傳感器控制

劉述喜,譚 歡,程楠格,王子豪,龔文豪

(1.重慶理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院, 重慶 400054;2.重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心, 重慶 400054)

0 引言

永磁同步電機(jī)(permanent magnet synchronous motor,PMSM)是強(qiáng)耦合的復(fù)雜非線性系統(tǒng),因結(jié)構(gòu)簡單、體積小、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)逐漸被廣泛應(yīng)用于數(shù)控機(jī)床、航空航天等領(lǐng)域,對電機(jī)有很高的控制性能要求,而傳統(tǒng)PI控制難以滿足這些要求。PMSM驅(qū)動系統(tǒng)的控制性能與轉(zhuǎn)子位置信息的準(zhǔn)確性密切相關(guān),而傳統(tǒng)機(jī)械傳感器會導(dǎo)致系統(tǒng)成本增加、觀測精度變差、可靠性降低。因此,無傳感器交流電機(jī)驅(qū)動器在工業(yè)和家用電器中得到越來越多的研究和應(yīng)用。

近年來,眾多先進(jìn)控制方法被應(yīng)用于PMSM調(diào)速系統(tǒng),如自抗擾控制[1]、預(yù)測控制[2]、模糊控制[3]、滑模控制(sliding mode control,SMC)[4]等。其中,SMC因魯棒性強(qiáng)、響應(yīng)快速、對擾動不敏感等優(yōu)點(diǎn)成為PMSM調(diào)速系統(tǒng)的研究熱點(diǎn)。但SMC的開關(guān)函數(shù)會造成動作不連續(xù),從而產(chǎn)生較大的抖振,可能導(dǎo)致系統(tǒng)振蕩或失穩(wěn)。王要強(qiáng)等[5]基于系統(tǒng)狀態(tài)變量,提出一種使冪次項(xiàng)指數(shù)與系統(tǒng)狀態(tài)變量相關(guān)聯(lián)的新型趨近律,縮短了系統(tǒng)趨近滑模面的時(shí)間,保證了趨近運(yùn)動的動態(tài)品質(zhì)。趙峰等[6]提出一種新型趨近律和改進(jìn)擾動觀測器相結(jié)合的PMSM改進(jìn)滑模控制策略,有效改善了滑模抖振,提高了系統(tǒng)抗擾動能力。Xu等[7]提出一種改進(jìn)非奇異快速終端滑模面與新型趨近律相結(jié)合的滑模控制器,在保持控制器高跟蹤性能的同時(shí)能減少系統(tǒng)抖振。

針對傳統(tǒng)滑模觀測器的抖振問題,呂德剛等[8]采用連續(xù)的sigmoid函數(shù)替代傳統(tǒng)符號函數(shù),結(jié)合指數(shù)趨近律抑制了系統(tǒng)抖振,提高了系統(tǒng)觀測精度。王要強(qiáng)等[9]提出一種全階滑模觀測器(full-order sliding mode observer,FSMO),將開關(guān)函數(shù)替換為邊界層可變的雙曲正切函數(shù),提高了擴(kuò)展反電動勢的觀測精度。Cheema等[10]提出了一種具有雙邊界層的自適應(yīng)滑模觀測器用于PMSM的無傳感器速度和位置估計(jì),具有最小抖振效應(yīng)?，F(xiàn)有的位置觀測器大多具有低頻特性,可以降低由低頻響應(yīng)引起的電流測量噪聲。然而,PMSM驅(qū)動控制器通常包含來自電流測量、逆變器和調(diào)制等產(chǎn)生的失真,導(dǎo)致無傳感器控制中產(chǎn)生位置估計(jì)誤差[11]。章春娟等[12]提出一種寬頻帶濾波器來同步提取基波頻率,能有效抑制噪聲和諧波。杜昭平等[13]采用二階廣義積分器(second-order generalized integrator,SOGI)對反電動勢進(jìn)行濾波,并與鎖相環(huán)相結(jié)合提取轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速信息。姚國仲等[14]提出一種基于改進(jìn)鎖相環(huán)的滑模觀測器,并設(shè)計(jì)了削弱反電動勢高次諧波的自適應(yīng)濾波器,減小了速度和位置估計(jì)誤差。

基于上述研究,針對PMSM調(diào)速系統(tǒng)中滑模固有抖振以及負(fù)載擾動等問題,在文獻(xiàn)[15]的基礎(chǔ)上提出一種改進(jìn)冪次趨近律,引入系統(tǒng)狀態(tài)變量和滑模面分段函數(shù),根據(jù)滑模面的幅值動態(tài)變化,削弱系統(tǒng)抖振。為減小負(fù)載擾動對系統(tǒng)動態(tài)品質(zhì)的影響,引入擴(kuò)展滑模擾動觀測器(extended sliding mode disturbance observer,ESMDO)對負(fù)載擾動進(jìn)行觀測和前饋補(bǔ)償。研究了一種基于SOGI的全階滑模觀測器,提高PMSM的轉(zhuǎn)子位置觀測精度。這種全階滑模觀測器將不連續(xù)量隱藏在高階導(dǎo)數(shù)中,保留傳統(tǒng)滑模觀測器魯棒性強(qiáng)、算法簡單的優(yōu)點(diǎn),能明顯削弱系統(tǒng)抖振;構(gòu)造了基于SOGI的自適應(yīng)濾波器來濾除反電動勢中含有的諧波分量和噪聲,同時(shí)采用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)位置信息的閉環(huán)提取。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制方法的有效性。

1 基于ESMDO的滑模控制器設(shè)計(jì)

1.1 改進(jìn)冪次趨近律的設(shè)計(jì)

快速冪次趨近律[16]和雙冪次趨近律[17]的表達(dá)式為：

(1)

(2)

式中：k1>0,k2>0;01;s是滑模面。

系統(tǒng)遠(yuǎn)離滑模面(即|s|>1)時(shí),雙冪次趨近律的趨近速度更快;當(dāng)系統(tǒng)接近滑模面(即|s|<1)時(shí),快速冪次趨近律的趨近速度更快。結(jié)合快速冪次趨近律和雙冪次趨近律的優(yōu)點(diǎn),在文獻(xiàn)[15]的基礎(chǔ)上,提出一種改進(jìn)冪次趨近律：

(3)

式中：k1>0,k2>0;μ>0;η>0;0<ε<1;r>1。

式(3)中,在第一部分引入系統(tǒng)狀態(tài)變量|x|,使趨近律與|x|相關(guān)聯(lián),并使用雙曲正切函數(shù)代替符號函數(shù),抑制系統(tǒng)接近滑模面時(shí)的抖振。傳統(tǒng)符號函數(shù)和雙曲正切函數(shù)的曲線如圖1所示。與符號函數(shù)相比,在實(shí)現(xiàn)滑模切換過程中,雙曲正切函數(shù)的值更加平滑,且當(dāng)滑模面接近0時(shí),雙曲正切函數(shù)的幅值快速減小,使式(3)中的第1項(xiàng)減小,即當(dāng)系統(tǒng)接近滑模面時(shí)可以有效抑制抖振。

圖1 符號函數(shù)與雙曲正弦函數(shù)曲線

式(3)的第2部分在冪次項(xiàng)中引入滑模面分段函數(shù),使系統(tǒng)在遠(yuǎn)離滑模面和趨近滑模面時(shí)擁有不同的趨近速度。

1.2 趨近律性能分析

對快速冪次趨近律、雙冪次趨近律、文獻(xiàn)[15]中的新型趨近律、所提出的改進(jìn)冪次趨近律進(jìn)行性能分析。式(1)—式(3)中的參數(shù)設(shè)置：k1=3,k2=4,a1=0.8,a2=1.5,r=1.5,ε=0.1,η=0.1,μ=0.2。在s初始值為s(0)=10和s(0)=1兩種情況下測試趨近律的收斂速度。圖2為收斂速度的仿真結(jié)果。由圖2可知,無論是遠(yuǎn)離滑模面還是趨近滑模面,改進(jìn)冪次趨近律的收斂速度均快于其他3種趨近律。

圖2 滑模面函數(shù)s隨時(shí)間t變化曲線

1.3 基于改進(jìn)冪次趨近律的速度環(huán)設(shè)計(jì)

定義PMSM速度跟蹤誤差為

(4)

選取一般滑模面并對其求導(dǎo)得：

(5)

式中：c為大于0的滑模切換增益。

PMSM的動態(tài)方程為[6]

(6)

式中：a=3p2ψf/2J,b=1/J,h=p/J;p為電機(jī)的極對數(shù),J為轉(zhuǎn)動慣量。

結(jié)合式(3)、式(5)和式(6),得q軸的參考電流為

(7)

為驗(yàn)證所設(shè)計(jì)控制器的穩(wěn)定性,定義李雅普諾夫函數(shù)為V=0.5s2,對其求導(dǎo)并結(jié)合式(3)可得：

(8)

由李雅普諾夫理論可得,所設(shè)計(jì)的控制器滿足滑模面存在和可達(dá)條件,保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

1.4 擴(kuò)展滑模擾動觀測器設(shè)計(jì)

選取角速度和負(fù)載轉(zhuǎn)矩為系統(tǒng)狀態(tài)變量,狀態(tài)方程為

(9)

由式(9)可得系統(tǒng)的滑模觀測器方程為

(10)

由式(9)和式(10)可得擾動觀測器的誤差狀態(tài)方程為

(11)

(12)

對于h>0,b>0,當(dāng)擾動觀測器滿足漸進(jìn)穩(wěn)定性條件時(shí),化簡可得λ的取值范圍為λ≤-|e2/J|,參數(shù)λ可以進(jìn)一步表示為

(13)

(14)

由式(14)可得：

(15)

式中：ce是常數(shù)。為使e2收斂到0,參數(shù)G必須滿足G<0。

由上述分析可知,選擇合適的參數(shù)G和λ,可以保證擾動觀測器穩(wěn)定。

將觀測到的擾動值補(bǔ)償至滑模速度控制器的輸出,記為iq1。結(jié)合式(7),得q軸的參考電流為：

(16)

式中：KT是負(fù)載擾動補(bǔ)償?shù)那梆佋鲆?KT>0。

由式(16)可以看出,負(fù)載擾動已作為已知量輸入到q軸參考電流中,系統(tǒng)在受到負(fù)載擾動時(shí)可以迅速做出反應(yīng),提高系統(tǒng)的抗干擾能力。

2 基于SOGI的全階滑模觀測器

2.1 全階滑模觀測器設(shè)計(jì)

表貼式PMSM在αβ坐標(biāo)系下以定子電流為狀態(tài)變量的電壓方程為

(17)

式中：uα、uβ和iα、iβ分別為αβ軸上的定子電壓和電流分量;eα、eβ分別為反電動勢在αβ軸上的分量;θr為轉(zhuǎn)子位置電角度。

在式(17)的基礎(chǔ)上,增加以擴(kuò)展反電動勢為狀態(tài)變量的狀態(tài)方程,得PMSM在αβ軸的全階電流方程為

(18)

根據(jù)式(18)的全階電流方程構(gòu)建以電流和反電動勢為狀態(tài)變量的全階滑模觀測器：

(19)

用式(19)減式(18),得到電流估計(jì)的誤差方程為

(20)

2.2 基于二階廣義積分器的自適應(yīng)濾波器

在工業(yè)電機(jī)驅(qū)動中,電流傳感器校準(zhǔn)不準(zhǔn)確或升溫等原因會導(dǎo)致出現(xiàn)電流測量偏差[18]。因此,全階滑模觀測器輸出反電動勢中的抖振雖然得到了抑制,但反電動勢中仍然含有大量諧波分量和噪聲,這些偏移干擾降低了基于反電動勢估計(jì)方法的性能,需要進(jìn)行濾波處理。自適應(yīng)帶通濾波器由并網(wǎng)轉(zhuǎn)換器中的先進(jìn)鎖相環(huán)技術(shù)升級而來,與傳統(tǒng)的低通濾波器相比,能更好地處理直流偏移問題[19],已被廣泛應(yīng)用于電力電子領(lǐng)域中的正交信號濾波和相位提取環(huán)節(jié)。

基于SOGI的自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)如圖3所示。其中,v為輸入信號,v′為經(jīng)過SOGI處理后的輸出信號,qv′為滯后v′90°的正交信號,ω0為濾波器的中心頻率,也是基波信號的頻率。

圖3 基于SOGI的2階自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)

根據(jù)圖3所示的結(jié)構(gòu),得到SOGI的傳遞函數(shù)D(s)、Q(s)分別為：

(21)

由式(21)可以得到D(s)的品質(zhì)因數(shù)為

(22)

由式(22)可知,基于SOGI的自適應(yīng)濾波器帶寬不再是中心頻率ω0的函數(shù),而僅取決于增益σ。當(dāng)系統(tǒng)頻率發(fā)生變化時(shí),它的品質(zhì)因數(shù)不會發(fā)生變化。

圖4 SOGI的伯德圖

3 仿真和實(shí)驗(yàn)

3.1 仿真分析

為了驗(yàn)證所提出控制策略的正確性,采用如圖5所示的PMSM調(diào)速系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu),在Matlab/Simulink仿真環(huán)境下搭建系統(tǒng)仿真模型。本文采用的是適用于表貼式PMSM的id=0控制,而對于插入式PMSM,大多采用最大轉(zhuǎn)矩電流比控制。若要把所提出控制策略應(yīng)用于插入式PMSM,需要將id=0控制替換為最大轉(zhuǎn)矩電流比控制。本文所提控制方法對于插入式PMSM依舊適用。表1所示為仿真中電機(jī)所用參數(shù)。

表1 永磁同步電機(jī)參數(shù)

圖5 PMSM調(diào)速系統(tǒng)控制框圖

為了驗(yàn)證所提抗擾動復(fù)合控制(ISMC+ESMDO)和基于SOGI的全階滑模觀測器(SOGI-FSMO)的有效性,將ISMC+ESMDO控制與傳統(tǒng)PI控制、基于改進(jìn)冪次趨近律的滑?？刂?ISMC)進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)對比,并對SOGI-FSMO與傳統(tǒng)滑模控制器(SMO)、全階滑模觀測器(FSMO)的觀測效果進(jìn)行比較。

改進(jìn)冪次趨近律的仿真參數(shù)設(shè)置：k1=10,ε=0.05,μ=0.5,η=0.5,k2=5,r=1.2。擴(kuò)展滑模擾動觀測器的仿真參數(shù)設(shè)置：m=2,g=-10。電流環(huán)中使用參數(shù)相同的PI調(diào)節(jié)器。傳統(tǒng)滑模觀測器的低通濾波器截止頻率為477.7 Hz,滑模增益為350;全階滑模觀測器的滑模增益為k=20,n=200;二階廣義積分器中σ=1.414。

電機(jī)空載啟動,參考轉(zhuǎn)速為1 000 r/min,在0.2 s時(shí)負(fù)載轉(zhuǎn)矩突變?yōu)?0 N·m,0.3 s時(shí)卸下5 N·m。圖6為基于傳統(tǒng)PI控制、ISMC控制和ISMC+ESMDO控制下的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩仿真結(jié)果。其中,圖6(a)為ESMDO的觀測效果;圖6(b)為系統(tǒng)在這3種控制方法下起動時(shí)的速度響應(yīng)曲線;圖6(c)、圖6(d)分別為電機(jī)在這3種控制方法下負(fù)載突變時(shí)的轉(zhuǎn)速響應(yīng)和電磁轉(zhuǎn)矩響應(yīng)曲線。

圖6 啟動與負(fù)載突變時(shí)的系統(tǒng)響應(yīng)仿真結(jié)果

分析圖6可以得出：

1) 由圖6(a)可知,負(fù)載轉(zhuǎn)矩突變時(shí),ESMDO能夠準(zhǔn)確跟蹤負(fù)載變化,并將其補(bǔ)償至電流調(diào)節(jié)器的輸入端。

2) 由圖6(b)可知,系統(tǒng)在這3種控制方法下均能達(dá)到給定轉(zhuǎn)速并穩(wěn)定運(yùn)行。傳統(tǒng)PI控制下的轉(zhuǎn)速具有較大的超調(diào),調(diào)節(jié)時(shí)間較長;而ISMC+ESMDO控制策略下系統(tǒng)能快速到達(dá)給定轉(zhuǎn)速,無明顯超調(diào)。

3) 由圖6(c)、圖6(d)可知,負(fù)載突變時(shí),PI控制下的轉(zhuǎn)速波動最大,約為70 r/min,恢復(fù)穩(wěn)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間最長;ISMC控制下的轉(zhuǎn)速最大波動值約為50 r/min;ISMC+ESMDO控制下的轉(zhuǎn)速波動值最小,約為38 r/min,能很快恢復(fù)到給定轉(zhuǎn)速,抗干擾性能最好,且轉(zhuǎn)矩響應(yīng)最快,能有效抑制轉(zhuǎn)矩脈動。

圖7和圖8為系統(tǒng)在SMO、FSMO與SOGI-FSMO下的仿真結(jié)果。設(shè)電機(jī)參考轉(zhuǎn)速為1 000 r/min,空載啟動。

圖7 估計(jì)反電動勢

圖8 穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置估計(jì)結(jié)果

圖7為3種觀測器處理后的反電動勢仿真結(jié)果,均采用鎖相環(huán)方法對轉(zhuǎn)子位置進(jìn)行估計(jì)?？梢钥闯?當(dāng)電機(jī)處于1 000 r/min的速度平穩(wěn)運(yùn)行時(shí),SMO中的反電動勢波形經(jīng)過低通濾波器濾波后仍含有大量高頻信號,抖振現(xiàn)象明顯,總諧波畸變率(total harmonic distortion,THD)含量為25.56%;與SMO相比,FSMO處理后的反電動勢正弦度明顯更好,THD含量降低為6.39%;應(yīng)用SOGI-FSMO后,反電動勢中的高頻諧波進(jìn)一步被濾除,波形更加平滑,反電動勢正弦度很高,THD含量降低為1.30%,表明基于SOGI的自適應(yīng)濾波器濾波效果良好。

圖8為電機(jī)由0 r/min階躍至1 000 r/min時(shí)的穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置估計(jì)曲線。其中,圖8(a)、圖8(b)分別為轉(zhuǎn)速跟蹤曲線和誤差估計(jì)曲線;圖8(c)、圖8(d)分別為轉(zhuǎn)子位置跟蹤曲線和誤差估計(jì)曲線?？梢钥闯?SMO估計(jì)的轉(zhuǎn)速中含有較高噪聲,轉(zhuǎn)速波動較大,轉(zhuǎn)速最大估計(jì)誤差為120 r/min;FSMO估計(jì)的轉(zhuǎn)速波形較為平穩(wěn),轉(zhuǎn)速最大估計(jì)誤差約為10 r/min;而應(yīng)用SOGI-FSMO后,得到的估計(jì)轉(zhuǎn)速具有更好的平穩(wěn)性、更強(qiáng)的諧波和噪聲抑制能力,轉(zhuǎn)速估計(jì)誤差減小為3 r/min。從圖8(c)、圖8(d)可以看出,SMO的穩(wěn)態(tài)估計(jì)誤差約為0.04 rad,抖振嚴(yán)重;FSMO的穩(wěn)態(tài)位置估計(jì)誤差為0.023 rad,表明在不使用低通濾波器的情況下,FSMO能有效抑制系統(tǒng)抖振,提高系統(tǒng)的位置觀測精度;應(yīng)用SOGI-FSMO之后,反電動勢中的高次諧波被進(jìn)一步濾除,噪聲更小。

3.2 實(shí)驗(yàn)分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提控制策略的有效性,在以TMS320F28335為控制芯片的PMSM驅(qū)動控制實(shí)驗(yàn)平臺上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究。實(shí)驗(yàn)電機(jī)額定功率為0.4 kW,額定轉(zhuǎn)速為3 000 r/min,額定轉(zhuǎn)矩為1.27 N·m,額定電流為2.6 A,額定電壓為130 V。

圖9為在傳統(tǒng)PI控制、ISMC控制和ISMC+ESMDO復(fù)合控制下,系統(tǒng)空載啟動至1 000 r/min時(shí)的轉(zhuǎn)速實(shí)驗(yàn)波形。由圖9可知,系統(tǒng)在PI控制下超調(diào)量較大,約為200 r/min,且達(dá)到穩(wěn)態(tài)用時(shí)較長;采用ISMC控制和ISMC+ESMDO控制時(shí),電機(jī)啟動均明顯無超調(diào),但在ISMC+ESMDO控制下能更快達(dá)到穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。

圖9 不同控制策略下啟動轉(zhuǎn)速響應(yīng)曲線

圖10為系統(tǒng)在傳統(tǒng)PI控制、ISMC控制和ISMC+ESMDO控制下,負(fù)載突增1.27 N·m時(shí)電機(jī)的轉(zhuǎn)速響應(yīng)波形。分析圖10可知,突增負(fù)載時(shí),PI控制下轉(zhuǎn)速波動明顯,穩(wěn)定時(shí)間較長,為200 ms;ISMC控制下轉(zhuǎn)速波動小于PI控制,動態(tài)恢復(fù)時(shí)間短;而ISMC+ESMDO控制下轉(zhuǎn)速波動最小,且能快速恢復(fù)到給定值,抗擾動性能最好。

圖10 不同控制策略下突加負(fù)載時(shí)轉(zhuǎn)速響應(yīng)曲線

圖11為系統(tǒng)在傳統(tǒng)PI控制、ISMC控制和ISMC+ESMDO控制下,負(fù)載突增1.27 N·m時(shí)電機(jī)的電磁響應(yīng)曲線。

圖11 不同控制策略下突加負(fù)載時(shí)轉(zhuǎn)矩響應(yīng)曲線

分析圖11可知,負(fù)載突變時(shí),3種控制方法下的電磁轉(zhuǎn)矩均有輕微超調(diào)。但I(xiàn)SMC控制和ISMC+ESMDO控制能有效抑制轉(zhuǎn)矩脈動,且系統(tǒng)在ISMC+ESMDO控制下的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)最快,抗干擾性能提高。

圖12和圖13分別為SMO、FSMO和SOGI-FSMO三種方法處理后的反電動勢和轉(zhuǎn)子位置觀測實(shí)驗(yàn)結(jié)果?？梢钥闯?SMO估計(jì)的反電動勢波形中諧波含量較多,波形波動較大,估算精度較差,最大位置誤差為0.15 rad;FSMO處理后的反電動勢諧波含量明顯減少,最大位置估計(jì)誤差為0.09 rad;而經(jīng)過SOGI濾波后的反電動勢諧波進(jìn)一步減少,波形正弦度更高,估計(jì)精度明顯提高,最大位置誤差約為0.02 rad。

圖12 反電動勢觀測結(jié)果

圖13 轉(zhuǎn)子位置估計(jì)結(jié)果

4 結(jié)論

為了改善PMSM調(diào)速系統(tǒng)的控制性能,提高系統(tǒng)響應(yīng)速度和魯棒性,同時(shí)減少機(jī)械傳感器成本,提高電機(jī)運(yùn)行的可靠性,提出一種基于改進(jìn)滑模速度控制器和全階滑模觀測器的控制策略。首先,設(shè)計(jì)了基于改進(jìn)冪次趨近律的抗擾動滑模控制器,不僅縮短了趨近運(yùn)動的時(shí)間,在一定程度上抑制了系統(tǒng)抖振,而且提高了系統(tǒng)的抗負(fù)載擾動能力;然后,構(gòu)造了基于SOGI的自適應(yīng)濾波器來濾除全階滑模觀測器輸出的反電動勢中含有的諧波分量和噪聲,采用歸一化正交鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)位置信息的閉環(huán)提取;最后,將所提出抗擾動復(fù)合控制策略與基于SOGI的全階滑模觀測器相結(jié)合。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,所提出控制策略能有效抑制系統(tǒng)抖振,精確估計(jì)轉(zhuǎn)子位置。