通信導航一體化波形關(guān)鍵技術(shù)及研究進展

王兆祺,徐 然,公佳龍,劉喜慶,彭木根

(北京郵電大學 信息與通信工程學院 網(wǎng)絡(luò)與交換技術(shù)國家重點實驗室,北京 100876)

0 引言

截至2030年,接入設(shè)備的數(shù)量將超過240億并分布于全球各個位置,實現(xiàn)通信和定位的全域覆蓋已成為未來發(fā)展的必然趨勢。近年來蜂窩移動通信發(fā)展迅速,但有望進一步整合低軌衛(wèi)星搭建星地融合網(wǎng)絡(luò)(Integrated Satellite-Terrestrial Networks,ISTNs),互相作為有益補充[1]。對于海上、空中、偏遠地區(qū)等蜂窩網(wǎng)絡(luò)難以覆蓋的場景,低軌衛(wèi)星可以在基站(The Next Generation Node B,gNB)與其核心網(wǎng)絡(luò)之間提供回程鏈路。當?shù)蛙壭l(wèi)星具備較強星載處理能力時,甚至可以作為gNB或執(zhí)行一些核心網(wǎng)絡(luò)功能[2]。此外,高層建筑密集區(qū)域、室內(nèi)及隧道等衛(wèi)星無法定位的環(huán)境,蜂窩網(wǎng)絡(luò)的定位能力可以與之互補。國際電信聯(lián)盟-電信標準化部門(ITU-T)已經(jīng)確定衛(wèi)星增強地面網(wǎng)絡(luò)的四種用例,如多gNB的多播傳輸和移動用戶服務(wù)等。與此同時,中國通信標準協(xié)會于2019年成立了技術(shù)委員會,專注于統(tǒng)一衛(wèi)星和地面通信網(wǎng)絡(luò)。由此可見,星地融合已成為重要發(fā)展方向,作為其核心技術(shù),通信系統(tǒng)和導航系統(tǒng)一體化受到了產(chǎn)學界的廣泛關(guān)注[3]。

傳統(tǒng)通信和導航通過兩個獨立的系統(tǒng)設(shè)計實現(xiàn),使用不同波形、調(diào)制方式和接收方法,具有獨立的硬件結(jié)構(gòu)和天線,占用不同的頻段和帶寬[4]。但由于二者都基于電磁波傳播,各自系統(tǒng)都具有數(shù)模轉(zhuǎn)換和數(shù)字信號處理等模塊,因此通信和導航具有天然的融合設(shè)計基礎(chǔ)[5]。通導一體化具有單一系統(tǒng)不具備的優(yōu)勢并為一體化系統(tǒng)的性能提供了額外增益[6]。從應(yīng)用層面看,多個節(jié)點間實時通信交換位置信息,能有效提升定位性能、合理分配功率;導航系統(tǒng)的定位授時能力又能輔助通信節(jié)點管理網(wǎng)絡(luò)和鏈路資源優(yōu)化從而提升通信質(zhì)量。從物理層面上看,通信和導航波形若在頻譜使用、波形設(shè)計和信號處理等方面實現(xiàn)統(tǒng)一,就能實現(xiàn)更深層次的一體化融合,極大地減少頻譜浪費、能量消耗和重復建設(shè)。因此,未來移動通信全頻譜接入[7]也進一步增強了通導一體化的必要性?？萍疾吭谒l(fā)布的《國家“十三五”科學和技術(shù)發(fā)展規(guī)劃》中提出了“通導一體化,寬窄一張網(wǎng)”的概念。鑒于此,通導一體化順應(yīng)了通信系統(tǒng)和導航系統(tǒng)的未來發(fā)展趨勢,是助力國家ICT戰(zhàn)略發(fā)展的重要組成部分。

波形設(shè)計是通導一體化的核心技術(shù),本文從通信覆蓋增強和導航覆蓋增強兩個層面,對一體化波形的研究現(xiàn)狀進行概述,總結(jié)了其關(guān)鍵技術(shù)和相關(guān)信號處理方法,重點介紹了毫米波通導一體化系統(tǒng),最后討論了一體化性能度量指標以及潛在的挑戰(zhàn)與發(fā)展方向。

1 通導一體化波形及演進

通導一體化可分為兩個層面,即通信覆蓋增強和導航覆蓋增強的通導一體化。一方面,低軌衛(wèi)星同時具有通信和導航功能可補足蜂窩網(wǎng)絡(luò)難以覆蓋的偏遠區(qū)域。雖然衛(wèi)星導航服務(wù)仍大部分由中軌衛(wèi)星提供,但低軌衛(wèi)星以其獨特的優(yōu)勢被認為是導航發(fā)展的新增量[8]。低軌衛(wèi)星軌道高度一般為1 000 km左右,相比于20 000 km的中高軌衛(wèi)星,地面接收信號功率高約30 dB。這使得低軌衛(wèi)星擁有更強的通信和定位能力[9]。不僅如此,低軌衛(wèi)星運行1 min相對地球的軌跡相當于中軌衛(wèi)星運行約20 min。因此,理論上低軌衛(wèi)星相比于中高軌衛(wèi)星有更短的高精度定位收斂時間,用戶體驗更加優(yōu)異。運行速度快、覆蓋時間短的特點也同時帶來了波束對準的問題,需部署大量衛(wèi)星組成星座,利用硬切換和軟切換等技術(shù)使多顆衛(wèi)星不斷接力,從而實現(xiàn)連續(xù)對地服務(wù)。此外,相比于中高軌衛(wèi)星,低軌衛(wèi)星造價和發(fā)射成本較低,“一箭多星”技術(shù)為未來大規(guī)模低軌衛(wèi)星通導一體化系統(tǒng)鋪平了道路。 國外最主要的低軌衛(wèi)星系統(tǒng)包括銥星(Iridium)、星鏈(Starlink)、一網(wǎng)(OneWeb)和電信衛(wèi)星(Telesat)等均有一定的通導融合能力[10],我國研發(fā)的北斗衛(wèi)星無線電測定業(yè)務(wù)(Radio Determination Satellite Service,RDSS)則是信號層融合通導一體化的典型代表[11]。另一方面,隨著大型建筑不斷增多,室內(nèi)位置信息需求日益迫切,定位服務(wù)正逐漸開始由室外導航向室內(nèi)外無縫導航進行轉(zhuǎn)變[12]。衛(wèi)星導航系統(tǒng)難以覆蓋室內(nèi)環(huán)境,地面蜂窩網(wǎng)絡(luò)在城市等熱點區(qū)域服務(wù)性能良好,其定位功能可以與衛(wèi)星相互補充實現(xiàn)導航覆蓋增強。

現(xiàn)有一體化波形設(shè)計或基于低軌衛(wèi)星進行通信導航融合研究以實現(xiàn)通信全域覆蓋,或賦予地面蜂窩網(wǎng)絡(luò)定位能力從而與導航系統(tǒng)相互補充。以下將對這兩個層面通導一體化波形分別進行介紹,表1總結(jié)了波形分類及各自的優(yōu)勢和不足。

表1 通導一體化波形分類及對比Tab.1 Classification and comparison of integrated communication and navigation waveforms

1.1 通信覆蓋增強的通導一體化波形

介紹了三種通信覆蓋增強的通導一體化波形,包括兩種基于擴頻的調(diào)制技術(shù)和一種基于多載波的一體化波形。

1.1.1 二進制偏移載波

二進制偏移載波(Binary Offset Carrier,BOC)作為一種典型的導航波形調(diào)制方法,有良好的頻譜隔離性和定時精度[13]?；贐OC的通導一體化波形核心思想是在擴頻通信的基礎(chǔ)上改變調(diào)制方式使通信和導航的相互干擾最小化,同時獲得高定時精度和低誤碼率性能。BOC調(diào)制信號可以看作是BPSK調(diào)制信號與一個方波副載波的乘積,BOC(μ,ν)表示將速率為ν的擴頻碼調(diào)制到速率為μ的副載波上,其中μ和ν分別代表PN碼速率和副載波速率相比于基準速率的倍數(shù),時域表達式為:

sBOC(t)=D(t)·C(t)·sgn(sin(2πfs+φ)),

(1)

式中:D(t)為導航電文,C(t)為測距碼,fs和φ分別表示頻率及其相位。φ=0則為正弦相位BOC調(diào)制,記為BOCs;φ=π/2則為余弦相位BOC調(diào)制,記為BOCc。

BOC調(diào)制有如下特點,相比于相同碼速率BPSK調(diào)制信號,BOC調(diào)制信號具有更尖銳的自相關(guān)峰,因此具有更好的定時精度和多徑分辨率,而且隨著調(diào)制指數(shù)增大,BOC調(diào)制信號的自相關(guān)峰變窄;此外,BOC調(diào)制信號的功率譜分裂成遠離中心頻率的對稱形式,隨著調(diào)制指數(shù)增大,主瓣離中心頻率變遠[14]。在接收端,接收機分別對數(shù)據(jù)和導頻通道進行解調(diào)和定時跟蹤從而獲得位置信息和通信數(shù)據(jù)。BOC技術(shù)擁有高定位精度可以作為通導一體化波形,但其可靠性依賴于通導功率分配[15]。當通信功率占總功率80%以下時,誤比特率陡然上升難以保證可靠的通信性能。

近年來,一些新型BOC衍生調(diào)制方式例如交替BOC(Alt-BOC),復合BOC(MBOC)等被提出。Alt-BOC擁有良好的偽碼跟蹤精度和抗多徑性能,并且通過在同一載頻上同時獨立傳輸四路導航信號的方式充分利用頻譜資源。MBOC由BOC(1,1)和BOC(6,1)組成,是一種優(yōu)化的調(diào)制方法,在全球定位系統(tǒng)(Global Positioning System,GPS)L1和伽利略E1上有良好的互操作性,北斗三號衛(wèi)星系統(tǒng)在B1頻點上使用MBOC調(diào)制。

1.1.2 連續(xù)相位調(diào)制

連續(xù)相位調(diào)制(Continuous Phase Modulation,CPM)是一種有記憶的恒定包絡(luò)調(diào)制,其存儲特性表現(xiàn)在兩個連續(xù)的擴頻碼片之間擁有連續(xù)的相位[16]。CPM信號可以表示為:

(2)

式中:E和Tc分別表示一個碼片的信號能量和時間長度,φ(t,α)為攜帶通信和導航數(shù)據(jù)的相位函數(shù),用于定位以及通信。

(3)

(4)

式中:{αi}為符號表{±1,±3,…,±(M-1)}中選取的M進制符號,{hi}為調(diào)制指數(shù)序列,p(t)和q(t)分別表示頻率響應(yīng)函數(shù)和相位響應(yīng)函數(shù)。

CPM調(diào)制得益于恒定的包絡(luò)、較小的帶外泄露和較高的頻譜效率,可以代替BOC調(diào)制并已被用于伽利略衛(wèi)星系統(tǒng)[17]。然而,CPM仍基于擴頻通信且通信性能與BOC一樣無法擺脫對功率分配的依賴。

1.1.3 向量正交頻分復用

正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)是一種基于多載波正交性的調(diào)制技術(shù),憑借著優(yōu)秀的頻譜效率被廣泛地應(yīng)用在4G和5G系統(tǒng)中。然而,峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)高的特點使其在衛(wèi)星通信中的應(yīng)用受到限制。

向量OFDM(Vector-OFDM,V-OFDM)被提出作為低軌衛(wèi)星通導一體化波形,如圖1所示,具有頻帶利用率高、適合長距離高速傳輸和可靠性高等優(yōu)點,可利用導頻設(shè)計實現(xiàn)地面終端的精確定位[18]。

圖1 V-OFDM信號處理框圖Fig.1 Signal processing flowchart of V-OFDM

V-OFDM本質(zhì)是一種使用M階單位陣作為預(yù)編碼矩陣的OFDM系統(tǒng)。針對OFDM系統(tǒng)PAPR高和單載波頻域均衡(Single Carrier Frequency Domain Equalization,SC-FDE)接收機解碼復雜不適合高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)膯栴},V-OFDM成為了OFDM和SC-FDE的橋梁,其碼間干擾水平、PAPR和復雜度均介于二者之間[19],如圖2所示。

圖2 V-OFDM通信誤碼率性能圖Fig.2 BER performance of V-OFDM

在發(fā)送端,S=[S0,Sl,…,SL-1]為數(shù)據(jù)序列,其中Sl=[Sl,SM+l,…,S(L-1)M+l]T,L為子載波個數(shù),M為向量維度。對S按行作L點IFFT得到時域信號s=[s0,s1,…,sL-1],其中:

(5)

式中:sl=[sl,sM+l,…,s(L-1)M+l]T,再經(jīng)并串變換,并添加循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)后最終生成發(fā)射信號。在接收端,去除CP經(jīng)串并變換后得到時域接收信號y=[y0,y1,…,yL-1],其中向量yl可以被表示為yl=[yl,yM+l,…,y(L-1)M+l]T。隨后對信號y按行作L點FFT得到頻域信號Y=[Y0,Y1,…,YL-1],其中:

(6)

式中:Yl=[Yl,YM+l,…,Y(L-1)M+l]T。

在V-OFDM中,通信和導航對于碼元同步的要求有所不同。對于通信,如果碼元同步誤差在CP長度內(nèi),碼元同步誤差只引起接收信號的相位旋轉(zhuǎn),不會造成塊間干擾;而對于導航,即使同步誤差在一個碼元符號持續(xù)時間內(nèi)也會不可避免地引起偽距測量發(fā)生偏差,進而影響定位精度。對此,可以通過最大似然估計、導頻設(shè)計等技術(shù)實現(xiàn)高精度定位。

圖3比較了萊斯衛(wèi)星信道下V-OFDM的定位精度,性能從高到低依次為最大似然位置估計>最大似然時延估計>超前滯后相位估計。其中,載噪比表示單位帶寬載波信號功率與噪聲單邊功率譜密度之比,單位為dB·Hz。

圖3 V-OFDM定位精度圖Fig.3 Positioning accuracy of V-OFDM

圖4比較了通信覆蓋增強的通導一體化波形歸一化數(shù)據(jù)速率,其中η為調(diào)制階數(shù),由于CPM調(diào)制可完全代替BOC,在此不再贅述。隨著SNR的增加CPM容量收斂于lbη。由于CPM不依賴包絡(luò)而采用相位傳遞信息,當傳輸速率小于lbη時,在不同信噪比下性能相似。因此,CPM技術(shù)適用于中軌衛(wèi)星低信噪比場景,η=4的CPM在7 dB以下頻譜效率超過V-OFDM。但由于V-OFDM重疊子載波間的正交性,隨著信噪比的提高,其頻譜效率逐漸領(lǐng)先,可以支持大容量業(yè)務(wù)。

圖4 一體化波形間比較Fig.4 Comparison between integrated waveforms

1.2 導航覆蓋增強的通導一體化波形

地面蜂窩網(wǎng)絡(luò)的定位功能可以根據(jù)定位原理的不同分為三種模式:基于導頻信號定位、基于到達時間和到達角定位以及基于回波定位。本節(jié)針對每個模式分別總結(jié)介紹了TC-OFDM、5G PRS和OTFS三種典型導航覆蓋增強的通導一體化波形。

1.2.1 時碼正交頻分復用

Deng等人[20]于2013年提出一種新型通導融合波形,即時碼正交頻分復用(Time &Code Division-OFDM,TC-OFDM)。TC-OFDM將OFDM 信號與短碼和長碼兩種偽距噪聲(Pseudo Range Noise,PRN)碼在同一頻帶內(nèi)復用,通過對已部署的設(shè)施進行簡單修改即可實現(xiàn)定位功能。如圖5所示,一個TC-OFDM每幀的時長為1 s,每幀由40個時隙組成,每個時隙的持續(xù)時間為25 ms。幀的開頭有發(fā)射機標識(TxID)信號和兩個同步信號。實際系統(tǒng)中,在TxID上疊加短碼,通過使用不同的偽碼信號來區(qū)分不同的基站。

圖5 TC-OFDM幀結(jié)構(gòu)示意圖Fig.5 Frame structure of TC-OFDM

第i個基站的信號可以表示為:

(7)

(8)

TC-OFDM實地測試[21]時,將4個基站部署在不同位置,并采用U波段于兩棟建筑內(nèi)進行室內(nèi)定位測試。測試結(jié)果說明TC-OFDM在不影響通信性能的同時實現(xiàn)了室內(nèi)外大范圍覆蓋的定位,精度相比4G網(wǎng)絡(luò)大幅提升,在室內(nèi)可以達到3 m,克服了移動通信單網(wǎng)覆蓋帶來的定位限制。

1.2.2 5G定位參考信號

自5G R16起精確定位被納入3GPP標準[22],借助定位參考信號(Positioning Reference Signal,PRS)5G實現(xiàn)了定位的基本功能。按照原理的不同,定位方法可以分為以下5種[23]。

① 到達時間差(Time Difference of Arrival,TDOA)定位法根據(jù)上下行具體分為UL-TDOA和DL-TDOA,以下行為例,UE根據(jù)PRS到達的時間差獲得其與不同基站的距離差從而確定自身位置;② 下行分離角(DL Angle of Departure,DL-AOD)定位法在基站側(cè)發(fā)送不同的DL-PRS做波束掃描測量UE角度位置,兩個基站即可確定UE位置;③ 上行到達角(UL Angle of Arrival,UL-AOA)定位法通過基站測量UE發(fā)送的UL-PRS來波方向從而獲取UE位置;④ 多路往返時間(Multi-Round-Trip Time,Multi-RTT)定位法利用多個基站到UE的往返時間確定其與UE的距離;⑤ 增強小區(qū)標識(Enhanced Cell-ID,ECID)定位法僅根據(jù)小區(qū)的ID粗略估計UE位置。

雖然PRS使5G實現(xiàn)了通導一體化功能,但基站之間高度時間同步的要求使其難以做到高精度定位。目前,5G室內(nèi)定位精度為3 m、室外定位精度為10 m,無法支持車聯(lián)網(wǎng)、工業(yè)互聯(lián)網(wǎng)等新型應(yīng)用場景[24]。

1.2.3 正交時頻空調(diào)制

正交時頻空(Orthogonal Time Frequency Space,OTFS)是一種被用于通導一體化的新波形。該技術(shù)基于雷達回波原理進行定位,擁有較低PAPR、較低CP開銷和高多普勒容限等優(yōu)勢[25]。OTFS本質(zhì)上是將時頻(Time-Frequency,TF)域信號變換至時延多普勒(Delay-Doppler,DD)域進行處理,由于DD域的時變不敏感性,OTFS相比于OFDM有較強抗多普勒效應(yīng)的能力,適用于高移動性場景[26]。

OTFS通導一體化系統(tǒng)中,通信數(shù)據(jù)經(jīng)過星座映射后被調(diào)制在DD域網(wǎng)格上從而得到DD域符號SDD[k,l],k=0,1,…,N1-1;l=0,1,…,N2-1。其中,N1為子載波數(shù),N2為符號數(shù),k和l表示OTFS符號在DD域的位置。辛有限傅里葉逆變換(Inverse Symplectic Finite Fourier Transform,ISFFT)將SDD[k,l]變換到TF域中得到符號STF[m,n],其中m和n表示符號在TF域的位置,最后經(jīng)過海森堡變換生成時域信號:

(9)

式中:Ts為符號時間,g(t)為脈沖成形濾波器,載波間隔Δf=1/Ts。經(jīng)過目標反射后,回波信號表示為:

y(t)=?h(τ,ν)s(t-τ)ej2πν(t-τ)dτdν,

(10)

式中:τ和ν分別為時延和多普勒頻偏,h(τ,ν)為信道脈沖響應(yīng)。接收端對y(t)進行魏格納變換得到Y(jié)TF[m,n],再通過辛有限傅立葉變換(Symplectic Finite Fourier Transform,SFFT)得到DD域符號YDD[k,l],最后結(jié)合信道矩陣可以實現(xiàn)OTFS回波定位參數(shù)估計[27]。

由于OTFS將多普勒頻移轉(zhuǎn)化為一個自由度,其在高速移動場景中的性能遠好于OFDM。然而,從定位角度看,OTFS定位精度受信噪比影響大且依賴于DD域資源塊大小,與OFDM有相同的距離分辨率即c/2N1Δf。由此可知,總帶寬大于150 MHz時,OTFS才能達到米級以下的定位精度。

2 通導一體化信號處理技術(shù)

一體化波形雖然實現(xiàn)了通信和定位的基本功能,但是其性能需要一體化信號處理技術(shù)進一步提升,以實現(xiàn)通導融合甚至互惠的效果。本節(jié)從一體化信道估計與均衡技術(shù)和一體化預(yù)處理技術(shù)兩方面進行闡述。

2.1 通導一體化信道估計與均衡技術(shù)

為了跟蹤時變信道、對畸變的接收數(shù)據(jù)進行恢復,信道估計和均衡技術(shù)是通導一體化的必要手段,下面將分別介紹導頻符號設(shè)計和接收機均衡算法。

2.1.1 導頻符號設(shè)計

由于多種一體化波形在通信信號基礎(chǔ)上利用信道估計實現(xiàn)定位,因此導頻在通導一體化系統(tǒng)中具有突出作用。一方面,最優(yōu)導頻符號設(shè)計能夠降低信道估計的均方誤差;另一方面,合理的導頻結(jié)構(gòu)可以保證傳輸?shù)耐ㄐ判盘柡蛯Ш叫盘柅@得最大分集增益。導頻結(jié)構(gòu)主要包括塊狀導頻、梳狀導頻和混合導頻?；旌蠈ьl在時域和頻域離散地插入導頻符號向量,使其可以均勻地分布在時頻二維平面上,從而同時兼顧信道的時間選擇性和頻率選擇性衰落,因此混合導頻方法在通導一體化中被廣泛使用。

min tr{

(11)

從而給出了V-OFDM最優(yōu)導頻符號設(shè)計,并證明其性能不隨V-OFDM符號維度增加而下降。

2.1.2 接收機均衡算法

面對通導一體化復雜信道,為了克服信號畸變,多種基于訓練序列的信道均衡算法被相繼提出,這類算法均假設(shè)信道參數(shù)保持不變,但事實上信道參數(shù)相對于通信尺度而言變化極快,信道沖激響應(yīng)將在毫秒級的時間內(nèi)改變,使得很多基于訓練序列的均衡算法無法實時估算和反饋信道的時變特性。此外,盲均衡算法的發(fā)展伴隨著越來越高的復雜度使得其應(yīng)用受限,例如使用接收信息的高階矩信息進行盲均衡的Sato和Godard算法[29]等。如何實時準確地估計非線性時變的信道特征并且提高信號恢復能力,仍然是具有挑戰(zhàn)性的難題。

近年來,人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)(Artificial Neural Network,ANN)由于可以形成任意非線性決策邊界以承擔復雜的分類和擬合任務(wù),受到學界廣泛關(guān)注。準確性高和響應(yīng)速度快等優(yōu)勢使ANN在通導一體化信道跟蹤和均衡問題的非線性建模中有巨大潛力。Ye等人[30]提出利用DNN直接估計CSI并對信號進行恢復補償。這種做法把信號接收的過程視為一個黑盒,直接對接收信號進行信道估計、信道均衡和譯碼判決,因此避免了復雜的信號處理流程。Kang等人[31]使用帶反饋的深度自編碼網(wǎng)絡(luò)自動學習信道響應(yīng)并且根據(jù)接收端的反饋自適應(yīng)地優(yōu)化導頻信號,從而最小化信道估計誤差,再將信道估計引入信道均衡中以獲取更優(yōu)的通信性能。

2.2 通導一體化預(yù)處理技術(shù)

對于現(xiàn)有未使用一體化波形的系統(tǒng),最大限度地減少通導互干擾至關(guān)重要。導航信號功率過高將使通信性能下降,然而導航精準測距也依賴于足夠大的功率。所以,在通導一體化系統(tǒng)中需要對功率進行控制,兼顧二者的性能。在功率分配算法中,常使用AI對設(shè)備所處環(huán)境進行采樣學習以此搭建優(yōu)化模型,但該方法時間開銷巨大。此外,AI算法從設(shè)備端對信號進行功率分配無法根據(jù)整體態(tài)勢做出最優(yōu)決策。對此,基于博弈論的通導一體化功率分配技術(shù)被提出[32],使用Stackelberg分層博弈模型,可以表示為:

G={(T,D)∣{PT,PD},{uT,uD}},

(12)

式中:T與D分別表示參與博弈的通信與導航信號集合,PT與PD分別表示通信和導航傳輸功率的離散值,uT與uD分別表示博弈中通信和導航的效用函數(shù)。采用逆向歸納法迭代求解后,即可獲得最優(yōu)通導功率分配策略。

此外,目前大多數(shù)通導一體化模型只關(guān)注二維空間并假定收發(fā)機之間存在視距(Line of Sight,LOS)路徑。對于非視距場景(Non-LOS,NLOS),Lin等人[33]提出了一種高維線性插值(High Dimensional Linear Interpolation,HDLI)預(yù)處理方法進行三維定位,并基于寬帶波束空間進行信號參數(shù)估計有效控制了計算復雜度,從而實現(xiàn)了NLOS下通導一體化的精確定位。

3 毫米波通導一體化

實際應(yīng)用中毫米波頻段為24～300 GHz,其大帶寬、高精度等優(yōu)點受到了研究人員的青睞。本節(jié)提出了一種通信覆蓋增強的毫米波通導一體化系統(tǒng),并總結(jié)了導航覆蓋增強的毫米波通導一體化相關(guān)技術(shù)。

3.1 通信覆蓋增強的毫米波通導一體化

毫米波通過大帶寬帶來了容量的提升,且衛(wèi)星通信在該頻段上干擾源較少,傳輸質(zhì)量可與光纖媲美?；谝陨蟽?yōu)點,本文提出了一種通信覆蓋增強的毫米波通導一體化系統(tǒng)。

如圖6所示,導航序列在衛(wèi)星導航模塊中生成,并和通信數(shù)據(jù)融合調(diào)制,生成一體化波形。

圖6 通信覆蓋增強的毫米波通導一體化系統(tǒng)Fig.6 Communication coverage enhanced mmWave ICAN system

為了避免過于嚴重的衰減,使用窄波束進行傳輸。考慮到實際可能出現(xiàn)波束重疊帶來的干擾,所以在完成波束調(diào)度之后再進行多天線波束成形,并將融合信號發(fā)射至地面。用戶在接收端進行波束寬度確定以及通導一體化系統(tǒng)同步,包括信號捕捉跟蹤、時間同步和載波頻偏估計,獲得TDOA。進而利用多個衛(wèi)星信號的TDOA進行位置估計,并對信號進行解調(diào)。導航信息又被反饋到衛(wèi)星端以輔助波束調(diào)度。此迭代過程可以決策出最優(yōu)接收波束寬度,以增加系統(tǒng)容量。

上述過程在波束調(diào)度前,擬進行兩個步驟通過反饋位置信息提升一體化系統(tǒng)的有效性。第一步是基于波束共享的干擾躲避,第二步是基于波束寬度的波束容量優(yōu)化。在干擾躲避方案中,首先進行波束初始化,衛(wèi)星在此階段基于用戶位置信息確定發(fā)射波束寬度以及傳輸角度,將可能產(chǎn)生干擾的波束進行合并,令距離相近用戶共享一個波束可避免干擾。然后,通過優(yōu)化接收器波束寬度的方式提高容量。用戶i的容量可以表示為:

(13)

圖7展示了毫米波低軌衛(wèi)星通導一體化波束調(diào)度的歸一化數(shù)據(jù)速率。由此可見,使用上述通導融合波束調(diào)度方案相比固定方案可以使容量提升約10%,且性能隨用戶數(shù)增加而進一步提升,體現(xiàn)了通導融合的性能互惠。

圖7 毫米波通導融合波束調(diào)度數(shù)據(jù)速率圖Fig.7 Data rate performance of mmWave beam scheduling

3.2 導航覆蓋增強的毫米波通導一體化

毫米波與地面雷達頻譜重合,因此借助雷達實現(xiàn)通導一體化成為這一領(lǐng)域的主流思想,波形主要分為以通信為中心和以雷達為中心的一體化波形。

以通信為中心的典型波形是OFDM及其演進的OTFS,在本文中已進行介紹。以雷達為中心的典型波形是啁啾信號,又被稱作線性頻率調(diào)制(Linear Frequency Modulation,LFM),是一種應(yīng)用在高精度定位的頻率連續(xù)波形[34],可表示為:

(14)

式中:f0為起始頻率,κ為啁啾系數(shù),TLFM為啁啾信號的時間長度。啁啾信號的即時頻率隨時間增加,信號的時間帶寬積也因此增加,進而可以實現(xiàn)高分辨率和長距離定位,缺點是通信速率較低。

此外,優(yōu)化方法被廣泛研究以提升毫米波通導一體化性能。一種擁有強糾錯能力和高感知性能且能夠顯著降低PAPR的Golay碼被提出[35]。Golay碼可以將信號的PAPR降低至3 dB,從而在一定程度上解決帶內(nèi)失真和帶外泄露的問題。Sit等人[36]提出了一種只有最強干擾被重構(gòu)的選擇性干擾消除技術(shù)。為了應(yīng)對自干擾的影響,Zhang等人[37]提出了一種自適應(yīng)干擾消除方法,通過產(chǎn)生與自干擾相位相反、幅度相同的對稱信號,將其疊加以實現(xiàn)自干擾消除。

4 通導一體化性能度量指標

探索一體化性能度量指標可以從本質(zhì)上揭示通導一體化的物理含義。本節(jié)總結(jié)了一體化波形的評價標準,從跟蹤精度、抗衰落能力和兼容性三個方面進行評估。

4.1 跟蹤精度

偽距是衛(wèi)星導航系統(tǒng)的基本觀測量,碼和載波跟蹤精度直接決定了偽距觀測精度。因此,子載波相位、合成損耗以及導頻規(guī)劃都將對系統(tǒng)產(chǎn)生影響,其精度可以用克拉美羅下界(Cramer-Rao Lower Bound,CRLB)進行衡量。此處,CRLB被定義為最大似然(Maximum Likelihood,ML)估計未平滑的到達時間(Time of Arrival,TOA)估計方差:

(15)

式中:Te為估計器接收信號的時間,Cs為信號載波功率,Gs(f)和Gw(f)分別為無窮帶寬上單位面積內(nèi)的歸一化信號功率譜密度和干擾加噪聲復包絡(luò)功率譜密度。此外,Betz等人[38]給出了相干和非相干碼跟蹤精度的詳細推導,可用于指導一體化波形性能評估。

4.2 抗衰落誤差包絡(luò)下界

信號經(jīng)過時頻雙選信道后,需在接收端進行補償。在進行抗衰落性能評估時,首先進行載波頻率和相位的估計和補償,然后接收機碼環(huán)會基于估計的本地序列相對于接收信號的時延復現(xiàn)超前路、即時路和滯后路的本地信號,并與接收信號做相關(guān)運算。在相關(guān)函數(shù)被小尺度衰落畸變后,碼鑒相器產(chǎn)生過零點偏移,從而可以衡量系統(tǒng)的衰落抑制性能。

多徑誤差表示信號經(jīng)過多徑信道后在不同時延下碼跟蹤誤差,其與諸多因素有關(guān),例如信號的自相關(guān)函數(shù)、多徑時延以及反射信號相對直達信號的相移。關(guān)注特定時延情況下多徑誤差的極值,此物理量即為多徑誤差包絡(luò),是通常用來衡量碼跟蹤環(huán)多徑抑制性能的指標,也適用于通導一體化系統(tǒng)中。多徑誤差隨相關(guān)器間隔而減小,然而由于前端帶寬的限制,相關(guān)器間隔趨近于0時多徑誤差也不會接近0。取此種極限條件下的多徑誤差包絡(luò)作為導航信號和接收設(shè)計和接收的指導,其表達式可以寫為:

(16)

式中:d為超前與滯后相關(guān)器的間隔,α為多徑直達信號幅度比,βr為接收機前端帶寬,τ為多徑時延,S(f)為信號的功率譜密度。

4.3 抗干擾品質(zhì)因數(shù)

通導融合信號的兼容性表現(xiàn)在多個方面,如通信和導航在不引起頻譜沖突和相互干擾的情況下能最大程度上達到的時頻資源復用,抑或是信號的導頻結(jié)構(gòu)能否滿足同步性能要求。在評價通導對可靠傳輸?shù)南嗷ビ绊憰r,可以通過不同功率分配下各自信號自相關(guān)峰和最大旁瓣的比值進行評估。鑒于此,一種無量綱抗干擾品質(zhì)因數(shù)Q被提出[39],即:

(17)

式中:Hr(f)為接收機濾波器的傳輸函數(shù),Ss(f)和Sj(f)分別為無窮帶寬上單位面積內(nèi)信號和總干擾的歸一化功率譜密度。Q的提升意味著提高等效載噪比。

目前提出的一體化度量指標有限且有待統(tǒng)一,結(jié)合干擾、同步等諸多融合過程中產(chǎn)生的問題,可以將衡量通信系統(tǒng)和導航系統(tǒng)的指標遷移到通導一體化中,更多一體化指標需進一步探索和挖掘。

5 展望

通信系統(tǒng)和導航系統(tǒng)融合是未來發(fā)展的必然趨勢,雖然目前多種一體化波形和信號處理方法已被提出,但仍有以下問題亟待突破。

5.1 通導一體化天線技術(shù)

無論是通信覆蓋增強還是導航覆蓋增強的通導一體化,天線技術(shù)都是系統(tǒng)的核心,挑戰(zhàn)在于天線配置、干擾消除以及采用何種波形等問題。

低軌衛(wèi)星通信傳輸距離遠、傳輸數(shù)據(jù)量大,對天線有大寬度、高增益的要求。為此,可以考慮使用智能天線和大規(guī)模多輸入多輸出(Massive MIMO)技術(shù),通過天線陣列配置優(yōu)化提高主瓣增益。 由于衛(wèi)星通信過程中位置不固定,對天線提出波束掃描要求,可使用精度高、反應(yīng)時間快的電掃描。 海量節(jié)點的布置會導致無線環(huán)境的復雜化和多樣化,干擾大幅增加。在實際應(yīng)用中,可以考慮從天線的方向性、極化性設(shè)計等方面減小干擾信號強度。天線空間分集、自適應(yīng)波束成型等技術(shù)都可用于提高天線的抗干擾能力。此外,雖然目前已經(jīng)有PRS、OTFS、CPM和V-OFDM等主流波形,但仍需進一步優(yōu)化。學者們對V-OFDM展開了研究,利用信道稀疏特性以及交集球形解碼技術(shù)實現(xiàn)了可靠傳輸以及精確定位。但是,如何解決導頻資源有限與用戶數(shù)增長之間的矛盾以及如何降低多天線解碼復雜度等問題尚未解決。

導航覆蓋增強方面,未來可在PRS的基礎(chǔ)上提高時間同步精度從而實現(xiàn)不需要額外物理資源開銷的高精定位功能。對于基于回波定位的一體化波形,OTFS雖然適用于高動態(tài)場景,但其距離和速度分辨率與OFDM并無差別,因此需要繼續(xù)尋找潛在新波形。LFM是傳統(tǒng)雷達波形,具有理想定位性能但通信速率較低,如何利用該信號實現(xiàn)高速率、高可靠通信將成為未來研究方向之一。

不僅如此,對于通導一體化波形具體性能仍缺少全面的量化分析。因此,定義可以揭示一體化融合波形物理含義的度量指標迫在眉睫。

5.2 通導一體化頻譜技術(shù)

隨著通信需求呈爆炸式增長,低頻部分已趨于飽和。為應(yīng)對此種挑戰(zhàn),更高頻段的技術(shù)如毫米波、太赫茲和X射線應(yīng)運而生。

毫米波通導一體化系統(tǒng)已于前文說明。然而,目前相關(guān)研究匱乏,仍有較多待解決的問題,例如多波束服務(wù)多用戶場景下的波束重疊干擾、毫米波衰減嚴重等。對此,大規(guī)模天線陣列、波束調(diào)度方法等方法亟待研究。

更高波段的信號包括太赫茲和X射線也被視為頻譜飽和的解決方案。太赫茲相控陣技術(shù)是當下的研究熱點。X射線由于高頻段、高能量、真空中衰減程度小以及色散小等良好特性被視為一種極具潛力的深空通導一體化解決方案[40]。此領(lǐng)域研究尚處于起步階段,諸多問題如強背景噪聲下的信號探測、X射線通導一體化仿真環(huán)境搭建等仍待解決。

5.3 通導一體化標準化

通導一體化系統(tǒng)中,導航系統(tǒng)可以利用通信傳輸?shù)脑鰪娦畔?實現(xiàn)精度和抗干擾能力的提升;通信系統(tǒng)也可以利用導航信息優(yōu)化波束賦形等方案,從而提升通信性能。兩種系統(tǒng)融合建設(shè)在有效節(jié)省頻譜資源、減少重復建設(shè)的同時,互相補充實現(xiàn)通導全域覆蓋。這些優(yōu)點完美契合了未來應(yīng)用場景,因此通導一體化標準化迫在眉睫。通導融合深度需不斷增強,應(yīng)考慮從信號級、信道級以及處理級進行融合,在此基礎(chǔ)上探索更多的業(yè)務(wù)功能以支撐應(yīng)用創(chuàng)新和行業(yè)發(fā)展。此外,可以考慮在物理層融合基礎(chǔ)上實現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)層和應(yīng)用層深度融合,建立靈活高效的體系架構(gòu)和服務(wù)模式以實現(xiàn)全面通導一體化。

6 結(jié)論

本文首先從實現(xiàn)方式角度將通導一體化分為通信覆蓋增強和導航覆蓋增強兩個層面,在此基礎(chǔ)上概述了一體化波形關(guān)鍵技術(shù)和研究進展。此外,本文著重介紹了基于毫米波頻段的研究,提出了通信覆蓋增強的毫米波通導一體化系統(tǒng)。最后,本文總結(jié)了通導一體化性能度量指標,并從天線技術(shù)、頻譜擴展和標準化角度討論了通導一體化面臨的潛在挑戰(zhàn)和發(fā)展方向。