全橋DC-DC變換器中SiC器件損耗分析

李赫, 郝欣, 趙千淇, 程旭峰*

(1.河北科技大學機械工程學院, 石家莊 050018; 2.英飛凌科技(中國)有限公司, 上海 201210)

全橋DC-DC變換器是一種適用于大功率開關電源的直流變換電路,易于實現(xiàn)高頻化,它的主電路結(jié)構(gòu)簡單,可以通過增加小電感、電容等諧振元件,在開關過程的前后引入諧振條件以實現(xiàn)軟開關。得益于其輸出功率大、效率高、控制簡單、具備電氣隔離等優(yōu)點被廣泛應用于電動汽車、電力設備、焊接電源等工業(yè)和交通設備中。

傳統(tǒng)的全橋DC-DC變換器普遍采用在以金屬氧化物半導體場效晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET)和絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor, IGBT)作為主開關器件。IGBT具有電流大、耐高壓、開關速度高、額定開關頻率較低[1-2],單次開關損耗較大,從而需要采用較大的電感和電容等濾波元件,影響整個電源的體積,不適合高頻應用。MOSFET的工作頻率可以達到幾百kHz,但耐壓較低,最高只有650 V,無法取代IGBT在高壓大電流場合下的應用。

SiC MOSFET導通電阻、開關損耗低,適用于更高的工作頻率[3],另外由于其高溫工作特性,大大提高了高溫穩(wěn)定性,減少了散熱器件的數(shù)量從而降低整機體積。采用SiC MOSFET作為全橋DC-DC變換器的主開關管可以提高工作頻率和工作電壓,有效減小開關電源的體積,提高電能轉(zhuǎn)換效率和功率密度[4-5]。許多學者對基于SiC MOSFET全橋DC-DC變換器做了大量研究。

文獻[6]利用SiC MOSFET的優(yōu)點結(jié)合全橋逆變電路的工作特點,設計了一種能效高達 93.4%的400 A級脈沖MIG逆變焊接電源。文獻[7]把SiC MOSFET作為串聯(lián)諧振全橋DC-DC變換器的開關管,提出了一種新型的諧振軟開關等離子體電源。在軟開關狀態(tài)下諧振頻率達到260～310 kHz,變換器的轉(zhuǎn)換效率最高達到98.2%,功率密度達到1.38 W/cm3。 前者雖然焊接效果優(yōu)良,輸出電流波形穩(wěn)定可控,動態(tài)響應性能好,但在硬開關電路下必然會造成較大的關斷損耗。后者簡化電路拓撲、提高了功率密度和效率,但輸出不穩(wěn)定,工作噪音大。文獻[8]基于弧焊電源在工作時短路電流大,空載電壓高,輸出電流穩(wěn)定等特點,通過 PSPICE、Saber 軟件進行電路建模、仿真,利用SiC MOSFET的高頻特性在全橋逆變電路下,設計了一種高頻軟開關的新型弧焊電源。雖然設計的焊機電源考慮到了小型化、高效化和穩(wěn)定性,但在高性能和節(jié)能方面仍有不足。文獻[9]提出了一個精確的SiC功率模塊子電路模型,充分考慮器件的物理特性和結(jié)構(gòu),得到了精確的米勒電容模型,以幫助優(yōu)化變換器設計中的開關損耗部分的分析。文獻[10]采用一種SiC MOSFET 和肖特基二極管的7.5 kW 高效三相降壓整流器,在50 ℃冷卻液的滿負荷下實現(xiàn)98.54% 的效率值。

上述研究大多針對SiC MOSFET本身在不同工業(yè)電源里的應用和所構(gòu)成電路整體效率和功率密度的提升,鮮見有文獻對全橋DC-DC變換器中SiC MOSFET的硬開關和軟開關狀態(tài)下的損耗進行分析。由于碳化硅器件的開關損耗很低,可能會低于軟開關技術的額外損耗,因此軟開關技術在SiC MOSFET中的有效性面臨挑戰(zhàn),軟開關技術在SiC MOSFET廣泛應用的場景下是否仍舊具有重要的意義尚不明確。

現(xiàn)以英飛凌IMZA120R014M1H為例,將其應用在高頻CO2焊接電源領域中的全橋DC-DC變換器中,通過PLECS平臺搭建高頻CO2焊接電源的主電路、控制電路和損耗仿真模型,在調(diào)制策略上采用雙極性調(diào)制和全橋移相調(diào)制,分別對兩種調(diào)制方法進行軟開關測試、損耗分布測試、閉環(huán)響應測試并進行比較。

1 全橋DC-DC變換器損耗分析

以高頻CO2焊接電源中的全橋DC-DC變換器為例,首先分析了全橋DC-DC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理,其次簡單介紹了SiC MOSFET的導通、開關損耗估算方法及軟開關的實現(xiàn)波形,作為后續(xù)SiC全橋DC-DC變換器損耗分析的理論基礎。

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理

全橋DC-DC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖 1 所示,變換器從左到右依次被分成了逆變網(wǎng)絡、諧振網(wǎng)絡、整流單元、濾波器及焊槍4個部分。

1.2 SiC損耗分析

當MOSFET作為電路的開關時,由于非理性的開關特性,在MOSFET的開通瞬態(tài)中,漏源電壓下降,漏源電流增加。MOSFET在關斷瞬態(tài)中,漏源電壓增加,漏源電流減小。因此開通和關斷時MOSFET管的電壓和電流會產(chǎn)生交疊,電壓和電流交疊的區(qū)域會產(chǎn)生開關損耗,上述過程被稱為硬開關。

修改硬開關的參數(shù)和控制策略,或者在硬開關電路中加入輔助電路,可以消除上述電壓與電流的交疊區(qū)域,從而減小甚至消除開關損耗,上述方法稱之為軟開關技術。

1.3 導通損耗和開關損耗

在DC-DC變換器設計中,變換器的功率損耗計算一直是設計合理的重要體現(xiàn),既對效率進行了優(yōu)化,又能保證器件處于合理的工作溫度以保證設備的安全性和耐用性,節(jié)約成本。合理的損耗分析還可以預估變換器效率,保證變換器的工作性能。本節(jié)以SiC MOSFET開關管為例說明導通損耗和開關損耗的簡單計算方法。

導通損耗可以通過導通電阻計算得到。當開關處于導通狀態(tài)時,可能會出現(xiàn)正向?qū)B(tài)和反向?qū)B(tài)。式(1)為正向?qū)〒p耗,式(2)為反向?qū)〒p耗[11]。

(1)

(2)

式中:Ts為穩(wěn)定工作情況下的工作周期;isf為正向?qū)娏?RDS為正向?qū)娮?isc、RSD分別為反向?qū)娏?、電?t為導通時間。

SiC MOSFET開關管的導通損耗主要取決于占空比而與頻率無關,所以如果要減小導通損耗最明顯的方法就是使用低導通阻抗的MOSFET開關管,本文研究采用英飛凌官方提供的型號為IMZA120R014M1H的SiC MOSFET開關管的導通電阻為18.6 mΩ。

開關損耗的簡單估算方法[12]為

(3)

式(3)中:VB為母線電壓;IL為負載電流;f為開關頻率;tON為開啟時間;tOFF為關斷時間。

根據(jù)式(3)可知開關損耗與和開通時間及關斷時間成正比。伴隨著開關頻率和功率的增加,開關損耗仍然十分嚴重。所以為了實現(xiàn)變換器的小型化和輕量化,只有提高開關的工作頻率,并同時減小導通和開關損耗,提升工作效率和穩(wěn)定性。

2 調(diào)制策略設計和建模

開關損耗和導通損耗受到有限雙極性脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation, PWM)調(diào)制策略的巨大影響,因此采用了兩種調(diào)制方法:有限雙極性PWM調(diào)制和全橋移相調(diào)制。有限雙極性PWM調(diào)制策略采用下管(即T2和T4管)PWM調(diào)制,上管按照開關周期的一半依次導通的策略。全橋移相調(diào)制以左半橋(T1和T2橋)為基準,右半橋的控制時序相對左半橋做移相,從而控制輸出電壓。

2.1 有限雙極性調(diào)制策略

有限雙極性PWM調(diào)制的波形如圖2所示,從上到下依次是T1～T4的柵極驅(qū)動波形。T1和T3的占空比都是0.5,依次交替導通。T1導通時,T2和T3關斷,T4通過調(diào)節(jié)占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓;T3導通時,T1和T4關斷,T2通過調(diào)節(jié)占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓。與傳統(tǒng)雙極性控制方法相比,有限雙極性控制在每次導通時只對一個開關管的占空比進行調(diào)節(jié),可以較容易的實現(xiàn)軟開關運行。

為了實現(xiàn)有限雙極性控制,采用2個相差T/2的三角波,通過分別和占空比以及0.5的固定值比較來生成四路驅(qū)動信號,通過delay模塊生成死區(qū)時間,死區(qū)時間為300 ns。建立的雙極性調(diào)制模型如圖3所示。

2.2 全橋移相調(diào)制策略

全橋移相調(diào)制的驅(qū)動波形如圖4所示。從上到下同樣依次是T1～T4的柵極驅(qū)動波形。T1和T2是左橋臂,T3和T4是右橋臂,可以看到右橋臂比左橋臂滯后了一定的相位,控制該滯后相位的大小就可以控制輸出電壓的大小。移相控制的仿真采用一個移相模塊再加死區(qū)模塊就可以了。

2.3 增量式PI控制器

全橋DC-DC變換器采用增量式PI控制器,表達式為

d(k)=d(k-1)+KP[e(k)-e(k-1)]+KITse(k)

(4)

式(4)中:e(k)為第k次采樣的輸出電流誤差值;d(k)為PI控制器的輸出;KP和KI分別為比例和積分環(huán)節(jié)的系數(shù);Ts為控制器采樣周期,該周期與開關周期不同,一般大于等于開關周期。依據(jù)式(4),建立PI控制器的仿真模型如圖5所示。

3 主電路和開關損耗建模

為了對SiC MOSFET的開關損耗進行仿真分析,本節(jié)建立了以SiC MOSFET為主開關管的DC-DC變換器熱仿真模型,根據(jù)應用需求的考慮,采用有限雙極性PWM調(diào)制策略和全橋移相調(diào)制策略。

從圖6可知,主電路模型中,4個開關管采用英飛凌提供的IMZA120R014M1H的熱模型,熱阻設置為兩級,開關管到散熱器熱阻和散熱器到環(huán)境熱阻。環(huán)境溫度設置為25 ℃恒溫。

3.1 仿真結(jié)果和分析

仿真的關鍵參數(shù)如表1所示。此時Cr和Lr的諧振頻率是99.86 kHz,比變換器開關頻率略低。

表1 仿真參數(shù)

3.2 有限雙極性調(diào)制策略測試

3.2.1 開環(huán)基本測試

首先進行開環(huán)測試,將占空比設定為0.35,輸出電流為500 A左右。測試結(jié)果如圖7～圖11所示。從圖7可以看到輸出電壓在40 V左右,輸出電流是500 A左右,逆變電流的幅值約為75 A,勵磁電流幅值約為8.5 A。圖8中在額定狀態(tài)下,導通損耗為33 W左右,開關損耗為14 W左右。圖9和圖10分別是T1和T2的開關波形。從波形上看,兩個開關管在一定程度上實現(xiàn)了軟開關,但波形有諧波存在,開關狀態(tài)不徹底。圖11是全橋逆變器輸出的電壓和電流,可以看到電流波形略微滯后電壓波形,負載略微成感性,感性負載是開關管實現(xiàn)零電壓軟開關的條件,可以看到由于感性較弱,軟開關無法完全實現(xiàn)。因此要想增強軟開關的實現(xiàn)能力需要增強負載的感性,可行的辦法是增加漏感的大小。但漏感的增大會降低DC/DC變換器的有效輸出電壓,必須進行平衡設計。

Cdc為主濾波電容;T1～T4為主開關管;Cr為隔直電容;Lr為變壓器漏感;Lm為變壓器勵磁電感;Tr1為理想變壓器,具有中心抽頭;D1和D2為輸出整流二極管;Lo為輸出濾波電感,輸出負載為焊槍

圖2 有限雙極性控制驅(qū)動波形

Constant為輸入值;d為比較值;Triangular Wave為輸入信號;Delay為死區(qū)時間;G1～G4為輸入信號

圖4 移相全橋控制驅(qū)動波形

KI為積分系數(shù);KP為比例系數(shù);Delay為死區(qū)時間;Verr為輸入值;Saturation為飽和模塊;Display為顯示模塊;Ts為周期時間

Lo1為輸入電感;Cdc為主濾波電容;G1～G4為輸入信號;T1～T4為主開關管;Lr為變壓器漏感;Lm為變壓器勵磁電感;Tr2為變壓器;D1和D2為輸出整流二極管;Lo為輸出電感;R3為負載;Probe為探針;Thermal Chain為熱鏈;Tconst為環(huán)境溫度

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

圖8 溫度、導通損耗和開關損耗

Vgs、Vds、Id分別為柵極驅(qū)動信號、漏源電壓和漏源電流

Vgs、Vds、Id分別為柵極驅(qū)動信號、漏源電壓和漏源電流

U0、I0分別為輸出電壓和電流

3.2.2 軟開關測試

表2是DC/DC變換器在不同漏感和占空比時的開關狀態(tài)和輸出電流。從表2可以看到隨著占空比和漏感的變大,DC/DC變換器的軟開關狀態(tài)更容易實現(xiàn)。但隨著漏感的變大,漏感會對輸入電壓進行分壓,導致輸出的電壓和電流變小。從表2可知,漏感在6～8 μH是最合適的。

表2 PWM調(diào)制軟開關區(qū)域測試

3.2.3 損耗分布測試

表3是DC/DC變換器在不同漏感和占空比時的導通損耗(前一個數(shù))和開關損耗(后一個數(shù))。從表3可以看出DC/DC變換器的開關損耗出第一列(漏感2 μH)外,大致在8～12 W變化,開關損耗均較小。第一列(漏感2 μH)時,由于開關頻率非常接近漏感和隔直電容的諧振頻率,因此開關損耗較大。導通損耗受負載電流的影響最大,大的負載電流必定造成大的導通損耗。為了既保證輸出電流可以達到500 A,又保證總損耗較低,可以看出在6 μH時是最合適的。

表3 PWM調(diào)制導通和開關損耗

3.2.4 閉環(huán)響應測試

閉環(huán)測試的測試條件是漏感設定為6 μH,KP設定為0.000 2,KI設定為0.05。參考電流初始值為300 A,在0.3 s時突變?yōu)?00 A,在0.6 s時突變?yōu)?00 A,圖12是閉環(huán)響應結(jié)果,從圖12可以看出實際的輸出電流值可以準確跟蹤電流參考值,并且沒有穩(wěn)態(tài)誤差。

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

3.3 全橋移相策略測試

3.3.1 開環(huán)基本測試

首先進行開環(huán)測試,將移相角設定為126°,輸出電流為500 A左右。測試結(jié)果如圖13～圖17所示。從圖13可以看出輸出電壓在40 V左右,輸出電流是500 A左右,逆變電流的幅值約為75 A,勵磁電流幅值約為8.5 A。在額定狀態(tài)下,導通損耗為47 W左右,開關損耗為34 W左右。

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

圖14 溫度、導通損耗和開關損耗

圖15和圖16分別是T1和T2的開關波形,從波形上看,兩個開關管工作在硬開關狀態(tài)。圖17是全橋逆變器輸出的電壓和電流,可以看到電流波形略微滯后電壓波形,負載略微成感性,不足以使開關管工作在軟開關狀態(tài)。

Vgs為柵極驅(qū)動信號;Vds為漏源電壓;Id為漏源電流

Vgs為柵極驅(qū)動信號;Vds為漏源電壓;Id為漏源電流

Uo為輸出電壓;Io為電流

3.3.2 軟開關測試

表4是DC/DC變換器在不同漏感和移相角時的開關狀態(tài)和輸出電流。從表4可以看出隨著移相角和漏感的變大,DC/DC變換器的軟開關狀態(tài)更容易實現(xiàn)。但隨著漏感的變大,漏感會對輸入電壓進行分壓,導致輸出的電壓和電流變小。從表4可以看出,漏感同樣在6～8 μH是最合適的。

表4 移相調(diào)制軟開關區(qū)域測試

3.3.3 損耗分布測試

表5是DC/DC變換器在不同漏感和移相角時的導通損耗(前一個數(shù))和開關損耗(后一個數(shù))。從表5可以看出DC/DC變換器的移相控制時的開關損耗出比有限雙極性PWM控制時普遍大了許多,在非軟開關狀態(tài)時,不存在臨界狀態(tài),而是直接進入硬開關狀態(tài)導致開關損耗較大。導通損耗受負載電流的影響最大,同樣比有限雙極性PWM控制大了很多,大的負載電流必定造成大的導通損耗。為了既保證輸出電流可以達到500 A,又保證總損耗較低,可以得出在6 μH時是最合適的。

表5 移相調(diào)制導通和開關損耗

3.3.4 閉環(huán)響應測試

閉環(huán)測試的測試條件是漏感設定為6 μH,KP設定為0.000 4,KI設定為0.1。參考電流初始值為300 A,在0.3 s時突變?yōu)?00 A,在0.6 s時突變?yōu)?00 A,圖18是閉環(huán)響應結(jié)果。從圖18可以看出實際的輸出電流值可以準確跟蹤電流參考值,并且沒有穩(wěn)態(tài)誤差。

Uo為輸入電壓;Io為輸出電流;Idc為逆變電流;Im為勵磁電流

4 結(jié)論

根據(jù)上述對高頻CO2焊接電源的仿真分析得到以下結(jié)論。

(1)全橋DC-DC變換器中當SiC MOSFET處于軟開關狀態(tài)時比硬開關狀態(tài)提高了近4%的效率,且隨著占空比和移相角的增加,效率的提高會更加明顯。軟開關狀態(tài)下的SiC器件仍舊比硬開關狀態(tài)下的開關損耗低,效率高,證實在基于SiC MOSFET的全橋DC-DC變換器中軟開關技術仍然具有重要的作用和意義。

(2)當開關頻率近似于諧振頻率時,DC-DC變換器難以實現(xiàn)軟開關運行,開關損耗較大,可以通過增大漏感擴大軟開關區(qū)域。

(3)根據(jù)有限雙極性調(diào)制策略和全橋移相調(diào)制策略結(jié)果可知,漏感設定為6 μH時既保證輸出電流可以達到500 A,又能保證總損耗較低。且有限雙極性PWM控制無論在開關損耗還是導通損耗均比移相全橋控制要低,具有比移相控制更加優(yōu)越的性能。

本文研究有以下兩個創(chuàng)新點:①采用英飛凌官方提供的SiC損耗模型對開關損耗進行研究,研究結(jié)論表明符合預期的理論結(jié)果,為SiC開關損耗的研究提供了新的研究思路;②通過SiC在全橋DC-DC變換器中的開關損耗研究,證明了軟開關技術對其仍具有重要意義,對之后SiC軟開關損耗技術的發(fā)展具有參考意義。