模塊化AC/DC電源并聯(lián)及其控制策略研究

肖 琨, 顧雋楠, 陳息坤

(1.湖北經(jīng)濟(jì)學(xué)院 信息工程學(xué)院, 湖北 武漢 430205;2.上海大學(xué)電氣工程系, 上海 200444)

0 引 言

為了減少汽車排氣排放物污染,國家大力發(fā)展新能源汽車。新能源汽車的發(fā)展需要配套的直流充電樁為其動力電池提供能量,然而直流充電樁電源也存在著一系列的技術(shù)問題。首先,直流充電樁電源作為電力電子設(shè)備直接接入電網(wǎng),若不能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù),則大功率充電設(shè)備接入電網(wǎng)時必然對電網(wǎng)造成諧波污染[1];其次,為了滿足節(jié)能減排需求,電源系統(tǒng)的工作效率應(yīng)盡可能高;再有,為了對電源模塊進(jìn)行擴(kuò)容,通常使充電電源并聯(lián)運(yùn)行[2-4],若直接并聯(lián),會導(dǎo)致并聯(lián)模塊間存在環(huán)流,甚至導(dǎo)致某個并聯(lián)運(yùn)行的模塊承擔(dān)了所有負(fù)載功率,因此需要引入均流控制策略[5]。針對多模塊并聯(lián)均流問題,文獻(xiàn)[6]采用無主從式數(shù)字均流方式,利用CAN總線廣播各個模塊的輸出電流,調(diào)節(jié)各自的輸出電流以實(shí)現(xiàn)模塊間的均流。文獻(xiàn)[7-9]采用耦合電感結(jié)構(gòu),在不同模塊的諧振腔中加入耦合電感,通過耦合電感的各支路電流會趨于平衡,以此實(shí)現(xiàn)均流,但是這種方式下接入耦合電感的幾個模塊的相位差須為0°,否則耦合電感會因直流偏置而飽和。文獻(xiàn)[10-12]采用主從式并聯(lián)均流法,但是該方法中若主模塊出現(xiàn)故障,那么所有的從模塊將無法獲取正確的基準(zhǔn)值,進(jìn)而導(dǎo)致整個并聯(lián)系統(tǒng)都無法正常工作。文獻(xiàn)[13]討論VIENNA整流器中點(diǎn)電位波動問題。

本文提出一種模塊化大功率充電樁技術(shù)方案,采用三相VIENNA整流器與LLC諧振變換器級聯(lián)的兩級式結(jié)構(gòu),詳細(xì)分析了前后級電路的工作原理及控制策略,并提出了一種基于虛擬阻抗的并聯(lián)均流控制策略,該方法無須額外的硬件電路,易于模塊化擴(kuò)容。最后,設(shè)計和研制了兩臺5 kW樣機(jī),并進(jìn)行了相關(guān)的仿真與試驗驗證。

1 單模塊電路拓?fù)浼捌淇刂撇呗?/h2>

單模塊AC/DC電源系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中,前級為三相VIENNA整流器,后級為LLC諧振變換器。

前級三相VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(a)所示。每相橋臂的雙向開關(guān)由兩個共源極的MOS管構(gòu)成,實(shí)現(xiàn)電流雙向流動。輸出電容由兩個電容串聯(lián)而成,每個電容所承受的電壓為輸出電壓的一半。系統(tǒng)通過控制3組功率開關(guān)管的開通和關(guān)斷來控制3個電感、兩個電容的充放電,實(shí)現(xiàn)輸出側(cè)的穩(wěn)壓以及三相輸入電流功率因數(shù)的校正。

后級LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(b)所示。LLC諧振變換器的電壓調(diào)節(jié)特性依賴于開關(guān)頻率的變化引起的諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗特性的變化,所以它工作在變頻控制下。定義諧振電容Cr和諧振電感Lr的諧振頻率為fr,諧振電容Cr、諧振電感Lr、勵磁電感Lm的諧振頻率為fm。兩個諧振頻率的表達(dá)式為

(1)

(2)

為實(shí)現(xiàn)三相VIENNA整流器的功率因數(shù)校正,本文采用帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制,該控制策略下的單周期控制核心方程為

(3)

式中:dA——A相開關(guān)管占空比;

iA、iB、iC——三相輸入電流;

k——注入三次諧波電流系數(shù);

i3——三次諧波電流;

dB——B相開關(guān)管占空比;

Rs——輸入三相電流的采樣電阻;

Vm——電壓控制器的輸出;

vm——均壓控制器的輸出;

dC——C相開關(guān)管占空比。

帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制相較于傳統(tǒng)單周期控制具有直流母線電壓利用率高、直流輸出側(cè)交直流脈動小的優(yōu)點(diǎn)。VIENNA整流器控制原理框圖如圖2所示。由圖2可知,帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制的實(shí)現(xiàn)過程為:電壓外環(huán)將直流母線電壓采樣值vdc與給定值vdc_ref進(jìn)行比較,其誤差信號被送入電壓控制器中做PI運(yùn)算,該運(yùn)算結(jié)果被用作系統(tǒng)載波信號;系統(tǒng)調(diào)制波信號由等比例采樣輸入電流信號、三次諧波電流信號、均壓環(huán)的電壓控制器輸出三者共同合成;調(diào)制波與載波相交割,最終得到PWM控制信號。

圖2 VIENNA整流器控制原理框圖

而針對后級LLC諧振變換器的電壓增益特性,選用變頻控制來實(shí)現(xiàn)其輸出電壓的調(diào)節(jié)。fm

圖3 fm

2 基于虛擬阻抗的模塊化并聯(lián)控制策略

在單模塊電源研究的基礎(chǔ)上,將兩個模塊并聯(lián)。由于前級VIENNA整流器在電壓閉環(huán)的作用下輸出為穩(wěn)定的直流,所以在考慮并聯(lián)均流控制策略時將前級VIENNA整流器看成是一個恒定的電壓源,因此可以將并聯(lián)系統(tǒng)拓?fù)浜喕?。簡化后模塊化AC/DC電源系統(tǒng)拓?fù)鋱D如圖4所示。在實(shí)際工程應(yīng)用中,諧振電感、諧振電容、變壓器等電氣元件與標(biāo)稱值間存在難以避免的誤差,因此變換器直接并聯(lián)會導(dǎo)致均流誤差,需要引入并聯(lián)均流控制策略,下面研究基于虛擬阻抗的并聯(lián)均流控制策略。

圖4 簡化后模塊化AC/DC電源系統(tǒng)拓?fù)鋱D

為了方便描述均流性能,定義每個模塊等效輸出電流與n個模塊并聯(lián)時總輸出電流平均值的差值為環(huán)流因數(shù)。環(huán)流因數(shù)越小,表明多模塊并聯(lián)均流性能越好;反之,表明多模塊并聯(lián)均流性能越差。第i個模塊的環(huán)流因數(shù)Ici表達(dá)式為

(4)

式中:Veqi——第i個模塊的等效輸入電壓;

Vi——第i個模塊的等效輸出電壓;

Zeqi——第i個模塊的等效阻抗。

若環(huán)流因數(shù)Ici的值能被調(diào)整得足夠小,那么多模塊并聯(lián)均流的效果將達(dá)到最好。理想情況下,環(huán)流因數(shù)為零,那么并聯(lián)系統(tǒng)輸出可以實(shí)現(xiàn)完全均流,不存在輸出環(huán)流。本文在式(4)的分母上增加虛擬阻抗Zs,該阻抗和實(shí)際阻抗串聯(lián),若虛擬阻抗Zs無窮大,那么各個模塊并聯(lián)的環(huán)流因數(shù)趨近于零,就能完全實(shí)現(xiàn)均流。

單電壓環(huán)控制的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖如圖5所示。由圖5可以推導(dǎo)出單電壓環(huán)控制的LLC諧振變換器閉環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式為

圖5 單電壓環(huán)控制的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖

(5)

其中,C(s)的表達(dá)式為

(6)

式中:Zm(s)——勵磁電感的阻抗;

Zr(s)——諧振電感和勵磁電感的阻抗和。

其表達(dá)式為

Zm(s)=sLm

(7)

(8)

在單電壓環(huán)控制下的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)中加入虛擬阻抗Zv(s),引入虛擬阻抗后的輸出電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式為

Ioav(s)]

(9)

由此可得n個模塊并聯(lián)時每一個模塊的輸出電壓傳遞函數(shù)如式(10)所示。

由于n個模塊的輸出電壓和輸出電壓給定值相等,所以有Vo1(s)=…=Voi(s)=…=Von(s)=Vo(s)以及Vref1(s)=…=Vrefi(s)=…=Vrefn(s)=Vref(s)。經(jīng)化簡可得兩個模塊輸出電流的差值如式(11)所示。

當(dāng)虛擬阻抗值Zv(s)足夠大時,等式右邊趨近于0,那么等式左邊也趨近于0,即Io1=Io2;以此類推,Io2=Io3,Io3=Io4…Io(i-1)=Ioi…Io(n-1)=Ion,所以Io1=Io2=Ioi=Ion。因此,若加入虛擬阻抗控制,可以使得每個模塊的輸出電流相等。

(10)

(11)

根據(jù)前述推導(dǎo)得出的引入虛擬阻抗后的LLC諧振變換器輸出電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式(9)可知,虛擬阻抗均流控制策略在單電壓環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上引入了電流反饋回路,并在反饋通路中引入虛擬阻抗環(huán)節(jié)Zv(s),通過調(diào)節(jié)虛擬阻抗的大小實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)對輸出環(huán)流因數(shù)的控制。調(diào)整后引入虛擬阻抗的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖如圖6所示。

圖6 調(diào)整后引入虛擬阻抗的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖

由圖6可以推導(dǎo)出虛擬阻抗的表達(dá)式為

(12)

由式(12)可知,虛擬阻抗與系統(tǒng)工作頻率有關(guān),調(diào)整系統(tǒng)工作頻率就能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的虛擬阻抗均流控制。當(dāng)n個模塊并聯(lián)工作時,各個模塊的輸出電流不一致,會導(dǎo)致輸出環(huán)流,通過改變各個模塊的頻率可以改變各個模塊的阻抗,調(diào)整頻率使得各個模塊的阻抗相等,從而實(shí)現(xiàn)n個模塊間的并聯(lián)均流控制。

3 仿真與試驗

為驗證本文所提出方案的可行性,在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型并進(jìn)行仿真研究。系統(tǒng)仿真參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)

VIENNA整流器仿真波形如圖7所示。圖7(a)為A相輸入相電壓和相電流仿真波形,由圖可知輸入電流可以很好地跟隨電網(wǎng)電壓并呈現(xiàn)正弦化,對其進(jìn)行FFT分析,仿真結(jié)果如圖7(b)所示,A相輸入電流的諧波畸變因數(shù)THD值為1.67%,計算得其功率因數(shù)值為PF=0.999 8,能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正。

圖7 VIENNA整流器仿真波形

LLC諧振變換器主要工作波形如圖8所示。圖8(a)為原邊開關(guān)管漏源電壓VDS、諧振電感電流ILr,由圖可知,此時變換器的開關(guān)頻率為102 kHz,變換器工作在fs

圖8 LLC諧振變換器主要工作波形

輸出電流仿真波形如圖9所示。在虛擬阻抗控制的作用下,兩個模塊的輸出電流相差較小,具有較好的均流效果。

圖9 輸出電流仿真波形

基于兩臺研制的單模塊輸出功率5 kW的樣機(jī),開展了系列試驗研究。試驗參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

首先進(jìn)行VIENNA整流器試驗研究。VIENNA整流器試驗波形如圖10所示。圖10(a)為帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制下的VIENNA整流器A相輸入電壓電流波形,從圖中可以看出輸入電流呈正弦波且與輸入電壓同相位,能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正。對該輸入電流進(jìn)行FFT分析,分析結(jié)果如圖10(b)所示,由圖可知此時輸入電流的諧波畸變因數(shù)THD=9.87%,可以計算其功率因數(shù)PF=0.995 2。

圖10 VIENNA整流器試驗波形

其次,對LLC諧振變換器進(jìn)行試驗研究。LLC諧振變換器主要波形如圖11所示。圖中為LLC諧振變換器一次側(cè)輸入電壓750 V,二次側(cè)輸出電壓600 V的主要波形。其中,圖11(a)為原邊開關(guān)管管壓降VDS和原邊諧振電流ILr試驗波形,從圖中可以看出,在原邊開關(guān)管導(dǎo)通前,諧振電流為負(fù),此時該電流從開關(guān)管的體二極管中流過,實(shí)現(xiàn)了原邊開關(guān)管的零電壓開通。圖11(b)為副邊二極管反向電壓VKA和變壓器副邊電流Is試驗波形,從圖中可以看出,此時fs

圖11 LLC諧振變換器主要波形

最后,對兩個模塊并聯(lián)運(yùn)行的系統(tǒng)進(jìn)行試驗研究。兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在3.4 kW時主要電流波形如圖12所示。其中,圖12(a)為輸出電流波形,圖12(b)為變壓器副邊電流波形。由圖12可知,在虛擬阻抗均流控制的作用下,兩個模塊輸出電流平均值趨于一致,此時模塊一輸出電流平均值為5.4 A,模塊二輸出電流平均值為5.7 A,可計算得出模塊的均流誤差為5.4%。

圖12 兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在3.4 kW時主要電流波形

兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在5 kW時主要電流波形如圖13所示。其中,圖13(a)為輸出電流波形,圖13(b)為變壓器副邊電流波形。由圖13可知,模塊一輸出電流平均值為8.6 A,模塊二輸出電流平均值為8.3 A,可以計算出模塊的均流誤差為3.6%,此時兩個模塊依舊保持良好的均流性能。

圖13 兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在5 kW時主要電流波形

兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)切載試驗波形如圖14所示。其中,圖14(a)為并聯(lián)系統(tǒng)由總輸出功率6.8 kW突加負(fù)載至總輸出功率9 kW時系統(tǒng)的輸出電壓Vo以及兩個模塊輸出電流Io1、Io2的試驗波形圖。由圖14可知,在加載過程中,輸出電流瞬時增加,輸出電壓下降至570 V,在控制環(huán)路25 ms的調(diào)節(jié)后,輸出電壓升高并穩(wěn)定至600 V。由于虛擬阻抗均流控制的作用,加載后兩個模塊輸出電流也基本一致。

圖14 兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)切載試驗波形

圖14(b)為并聯(lián)系統(tǒng)由總輸出功率9 kW突減負(fù)載至總輸出功率6.8 kW時系統(tǒng)的輸出電壓Vo以及兩個模塊輸出電流Io1、Io2的試驗波形圖。由圖14可知,在減載過程中,輸出電流瞬時減小,輸出電壓上升至630 V,在控制環(huán)路25 ms的調(diào)節(jié)后,輸出電壓降低并穩(wěn)定至600 V,并且在減載前后由于虛擬阻抗的控制兩個模塊輸出電流也基本保持一致。

并聯(lián)均流的試驗結(jié)果表明,基于虛擬阻抗的均流控制策略可以在突加/突減負(fù)載時保持良好的均流特性,與仿真、理論分析一致。

4 結(jié) 語

本文基于模塊化充電樁需求采用前級三相VIENNA整流器、后級LLC諧振變換器的級聯(lián)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),研究了前后級變換器的工作原理與控制策略。為了提高輸出功率等級,還研究了基于虛擬阻抗的模塊化AC/DC電源并聯(lián)控制策略。此外,研制了兩臺5 kW的試驗樣機(jī)并進(jìn)行試驗研究,試驗結(jié)果表明,變換器具有高功率因數(shù)、良好的并聯(lián)均流性能,驗證了所提出的控制策略的可行性和正確性。.