基于聯(lián)合仿真的輔助電源電磁兼容性研究

王丙元，柯雄飛

(中國民航大學(xué) 電子信息與自動(dòng)化學(xué)院，天津 300300)

0 引言

機(jī)載靜變流機(jī)是飛機(jī)應(yīng)急電源的重要設(shè)備，當(dāng)飛機(jī)飛行中主電源發(fā)生故障時(shí)，為飛機(jī)上的設(shè)備提供電能，需要高可靠性和安全性。目前，反激電源因?yàn)榻Y(jié)構(gòu)簡易、便于控制、體積小巧通常作為機(jī)載靜變流機(jī)的輔助電源，在機(jī)載靜變流機(jī)中為整個(gè)系統(tǒng)提供控制能源。而隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，各種電子元器件的開關(guān)頻率與速度逐漸提高，輔助電源的功率開關(guān)在高速通斷時(shí)會(huì)產(chǎn)生較高的du/dt和di/dt，這些電壓電流尖峰會(huì)通過電路中的寄生參數(shù)與耦合效應(yīng)在線路中形成電磁干擾(EMI，electromagnetic interference)[1-7]，從而對相鄰設(shè)備的電氣性能產(chǎn)生負(fù)面影響。設(shè)備的電磁兼容性(EMC，electromagnetic compatibility)是指電氣設(shè)備在電磁環(huán)境中正常運(yùn)行符合要求并不對周圍的電磁環(huán)境中任何設(shè)備產(chǎn)生無法忍受的電磁干擾的能力，因此電磁兼容性是確保電力電子等電氣設(shè)備安全可靠運(yùn)行的關(guān)鍵，為防止電磁干擾，國際電工委員會(huì)針對電氣設(shè)備電磁兼容性制定了嚴(yán)苛的限制標(biāo)準(zhǔn)。但目前EMC實(shí)驗(yàn)室的造價(jià)昂貴，絕大部分的EMC檢測設(shè)備需要依賴進(jìn)口，導(dǎo)致工程中需要承擔(dān)較高的第三方EMC測試費(fèi)用，多次測試過程會(huì)延緩設(shè)計(jì)交付時(shí)間，而因初期設(shè)計(jì)不符合電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)而進(jìn)行的后期的“整改”更是將導(dǎo)致設(shè)計(jì)成本大幅增加。因此，電源設(shè)計(jì)初級階段電磁兼容性設(shè)計(jì)占據(jù)著越來越重要的位置。

國際組織把電磁干擾分為輻射干擾與傳導(dǎo)干擾，通過電磁發(fā)射限制與測量等諸多規(guī)定進(jìn)行區(qū)分，輻射發(fā)射一般規(guī)定在30 MHz以上的頻段，傳導(dǎo)發(fā)射一般規(guī)定在150～30 MHz的頻段內(nèi)。電磁干擾的三要素分別是干擾源、傳播路徑和受擾體，那么抑制電磁干擾的基本方法通常也是針對這三點(diǎn)，即降低干擾源頭的發(fā)射值、阻斷電磁干擾的傳播路徑和增強(qiáng)受擾體接受電磁干擾的抗擾強(qiáng)度。而對于輔助電源而言，傳導(dǎo)干擾往往比輻射干擾更易發(fā)生且產(chǎn)生的危害更大。目前，針對日益嚴(yán)重的電源傳導(dǎo)電磁干擾的問題，研究學(xué)者們提出了很多解決方案。主要是針對三要素的前兩點(diǎn)即削弱傳導(dǎo)干擾源頭的發(fā)射和阻斷干擾傳導(dǎo)路徑兩大類?；诟蓴_源頭抑制的常規(guī)方式是對功率開關(guān)控制策略的調(diào)整，文獻(xiàn)[8]討論了一種優(yōu)化功率開關(guān)通斷的開環(huán)柵極控制，與傳統(tǒng)的柵極控制器通過增加?xùn)艠O電阻抑制EMI會(huì)導(dǎo)致導(dǎo)通損耗的做法相比，開環(huán)柵極驅(qū)動(dòng)器可以通過獨(dú)立的控制導(dǎo)通的dv/dt和di/dt降低電磁干擾并且優(yōu)化導(dǎo)通損耗。文獻(xiàn)[9]采用兩次調(diào)制載波來消弱PWM的周期性，從而解決固定周期導(dǎo)致的峰值能量過于集中的問題。文獻(xiàn)[10]將空間矢量PWM(SVPWM)與隨機(jī)脈寬調(diào)制(RPWM)相結(jié)合，提出了增大對奇數(shù)階噪聲抑制效果的方法。阻斷傳導(dǎo)干擾路徑一般采用EMI濾波器[11-14]的方案，文獻(xiàn)[15]通過阻抗測試儀得到共模電感和差模電容各頻段的精準(zhǔn)阻抗值進(jìn)而得到噪聲源阻抗，在考慮噪聲源阻抗的情況下優(yōu)化了EMI濾波器的設(shè)計(jì)過程，使EMI抑制的效果整體提高。文獻(xiàn)[16]利用壓電效應(yīng)進(jìn)行濾波設(shè)計(jì)，抑制電磁干擾的同時(shí)增加了濾波頻率選擇的機(jī)會(huì)。但是，由于基于控制策略和基于參數(shù)設(shè)計(jì)EMI濾波器抑制噪聲的兩種方案著重點(diǎn)不同，單一仿真軟件難以做到同時(shí)兼顧，因此很少有文獻(xiàn)去研究二者結(jié)合下開關(guān)電源的電磁兼容預(yù)設(shè)計(jì)情況。

為了解決上述問題，本文采用Pspice-Simulink聯(lián)合仿真方法，Pspice能夠建立精準(zhǔn)的元器件電路模型，Simulink能夠方便且直觀的構(gòu)建控制系統(tǒng)。利用這兩個(gè)軟件建立的電磁兼容聯(lián)合仿真模型，既可以對電路中元器件的寄生參數(shù)在高頻情況下進(jìn)行仿真分析，又可以施加控制策略，通過交互式仿真得到二者結(jié)合下的電磁噪聲頻譜，為電源電磁兼容預(yù)設(shè)計(jì)提供直接且精準(zhǔn)的依據(jù)，并且在此基礎(chǔ)上利用聯(lián)合仿真模型提出了控制策略結(jié)合傳統(tǒng)EMI濾波器噪聲抑制方案，該方案在降低傳統(tǒng)EMI濾波器體積下?lián)碛懈鼉?yōu)秀的噪聲抑制效果，為實(shí)際工程中EMI濾波器的設(shè)計(jì)提供了一定的借鑒。

1 聯(lián)合仿真

1.1 輔助電源pspice模型

反激電源的電路拓?fù)淙鐖D1所示。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓加到了原邊匝數(shù)為N1的繞組上，原邊的電感電流線性增長，電流磁化的能量儲(chǔ)存在變壓器原邊中，副邊由于產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢使副邊二極管截止，沒有電流流過。開關(guān)管斷開時(shí)，上個(gè)導(dǎo)通階段儲(chǔ)存的能量必須要有釋放的回路，此時(shí)的感應(yīng)電動(dòng)勢使副邊二極管導(dǎo)通，變壓器儲(chǔ)存的電磁能量向負(fù)載端釋放，副邊電流逐漸減小。整個(gè)工作過程中，變壓器起到了儲(chǔ)能電感的作用。

圖1 輔助電源電路拓?fù)?/p>

由上述輔助電源能量傳遞原理可知，變壓器是用來儲(chǔ)存與傳遞電磁能量的重要器件，初級回路與次級回路之間傳遞電磁能量的同時(shí)其寄生電容也為電磁干擾提供了耦合路徑，因此變壓器的寄生參數(shù)在對電磁干擾進(jìn)行建模分析時(shí)必須給予充分考慮。由于雙繞組變壓器是單輸入輸出且采用是單層密繞的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因此可假設(shè)原副邊繞組為平行極板，如圖2(a)所示，該結(jié)構(gòu)的寄生電容總值計(jì)算如式(1)所示[17]：

圖3 有源器件高頻模型

(1)

式中，ε0為真空介電常數(shù)，εr為相對介電常數(shù)，s為原副邊線圈等效為平行極板的面積，d為兩個(gè)線圈之間絕緣間隔與空隙之和。

用寄生總電容去等效變壓器繞組間的電容，只能是作為預(yù)估參考。為了提升仿真的精準(zhǔn)性，本文采用變壓器六電容模型[18]，如圖2(b)所示，其中Co1-Co4是繞組間電容，Co5-Co6是繞組內(nèi)電容。即利用集中電容替代各個(gè)繞組之間或內(nèi)部的寄生電容，由于寄生電容與集總電容所產(chǎn)生的電磁能量是完全相等，把兩者電磁能量表達(dá)式進(jìn)行對比即可求出各個(gè)所需的集總電容數(shù)值。

除此之外，輔助電源中的MOSFET高速的開關(guān)會(huì)產(chǎn)生較大的電壓尖峰和電流尖峰，從而激勵(lì)功率電路中的寄生元件導(dǎo)致傳導(dǎo)發(fā)射，因此為了研究輔助電源的電磁干擾問題，同樣有必要對其各個(gè)元件進(jìn)行精確建模，輔助電源中元器件可分為有源元件和無源元件，有源元件主要是功率開關(guān)與二極管，前者由于導(dǎo)通時(shí)產(chǎn)生浪涌電流與關(guān)斷時(shí)剩余電磁能量在自身阻容元件上的疊加產(chǎn)生電壓尖峰脈沖信號；后者是極短關(guān)斷時(shí)間內(nèi)恢復(fù)電流的變化引起較大的電磁干擾。圖2是二極管和功率開關(guān)的高頻模型，Rd、Rg、Rs、Cgd、Cgs、Cds分別為功率開關(guān)寄生電阻與電容，Cj是二極管的結(jié)電容，為了對這些高頻寄生參數(shù)的準(zhǔn)確提取以建立半導(dǎo)體器件開關(guān)的精準(zhǔn)模擬，本文根據(jù)生產(chǎn)廠家給出參數(shù)在基于實(shí)際物理結(jié)構(gòu)上建立的準(zhǔn)確Pspice仿真模型。

無源器件實(shí)際參數(shù)可以先通過阻抗分析儀測得，再經(jīng)過設(shè)置的寄生參數(shù)進(jìn)行擬合，使擬合曲線接近阻抗分析儀的實(shí)際曲線，從而達(dá)到替代的效果。實(shí)際中為了對產(chǎn)生的電磁干擾進(jìn)行測量，需要利用線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(LISN，line impedance stabilization network)，其主要的作用是為受到干擾設(shè)備的電源線與參考地線之間提供穩(wěn)定的阻抗值，這樣可以為電磁干擾信號提供測量的端口。圖4為加入了LISN的輔助電源完整的電磁兼容模型。

圖4 輔助電源電磁兼容模型

1.2 Simulink控制策略

1.2.1 隨機(jī)脈寬調(diào)制抑制電磁干擾的基本原理

傳統(tǒng)PWM通過高頻率載波與低頻率調(diào)制波比較產(chǎn)生固定周期脈寬的開關(guān)函數(shù)，如圖(5)所示。當(dāng)常規(guī)載波的恒定周期信號轉(zhuǎn)為隨機(jī)變量時(shí)即為隨機(jī)脈寬調(diào)制方式。

PWM脈沖是由一系列的固定周期的矩形脈沖信號組成，脈沖信號的中點(diǎn)為載波周期的中點(diǎn)。假設(shè)x時(shí)刻對應(yīng)矩形脈沖fx(t-tx)如式(2)：

(2)

則整個(gè)脈沖函數(shù)可以表示為：

(3)

對fx(t-tx)函數(shù)進(jìn)行傅里葉換變化，以及利用傅里葉變化疊加的性質(zhì)可以得到脈沖函數(shù)的傅里葉變換對F(w)，將固定PWM開關(guān)周期改成隨機(jī)變量的周期，再引入利于分析隨機(jī)脈寬調(diào)制的功率譜密度函數(shù)后可以得到固定脈寬調(diào)制的功率譜密度和隨機(jī)脈寬調(diào)制的功率譜密度[19]記為式(4)與式(5)：

(4)

(5)

(6)

其中：E[·]代表的是數(shù)學(xué)期望，Tg是固定PWM的周期。ΔT是開關(guān)周期的上下限，F(xiàn)X[Trandom]是隨機(jī)開關(guān)周期變量的概率密度函數(shù)。

由固定脈寬調(diào)制的功率譜密度函數(shù)可知沖激函數(shù)是導(dǎo)致高次諧波出現(xiàn)在開關(guān)頻率以及其倍頻處的原因。又由式(6)可知隨機(jī)脈寬調(diào)制的功率譜密度是由FX[Trandom]決定的，因此利用隨機(jī)脈寬調(diào)制技術(shù)可以使頻譜能量分布更均勻降低頻譜峰值達(dá)到抑制噪聲的目的。

1.2.2 應(yīng)用于輔助電源的隨機(jī)脈寬技術(shù)

隨機(jī)脈寬調(diào)制種類是根據(jù)圖5中三個(gè)調(diào)制參數(shù)(A，D，T)來定義的，三個(gè)調(diào)制參數(shù)可以隨機(jī)變化即脈沖在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的位置和開關(guān)的頻率是獨(dú)立可變的，因此主流的隨機(jī)脈寬調(diào)制方案可分為兩種：隨機(jī)脈沖位置(RPPM，random pulse position modulation)和隨機(jī)開關(guān)頻率調(diào)制(RCFM，random carrier frequency modulation)，其中，隨機(jī)開關(guān)頻率(RCFM)調(diào)制是RPWM中抑制電磁干擾最廣泛且有效的方法。靜止變流器的輔助電源是DCDC變換器，為了穩(wěn)定的直流輸出電壓，占空比就需要維持相對的恒定，也就是調(diào)制參數(shù)D要保證不變或者是在一段時(shí)間內(nèi)平均值位置恒定。然而，一般的隨機(jī)開關(guān)頻率調(diào)制是按照固定時(shí)鐘切換頻率進(jìn)行切換，這種隨意的切換會(huì)使切換后的混合載波出現(xiàn)時(shí)序問題進(jìn)而導(dǎo)致輸出電壓發(fā)生畸變?；谝陨先c(diǎn)，本文采用固定頻率選擇的預(yù)設(shè)載波[20]隨機(jī)開關(guān)頻率調(diào)制技術(shù)。

圖5 PWM產(chǎn)生原理

固定頻率選預(yù)設(shè)載波需要解決的問題如圖6所示，頻率分別為f1和f2的兩條載波，如果在t1時(shí)刻切換，前后兩條載波的相位不同步致使相位銜接出現(xiàn)誤差；與之相反的t2時(shí)刻切換前后相位處于同步時(shí)態(tài)，不會(huì)產(chǎn)生相位誤差。

圖6 頻率選擇對預(yù)設(shè)載波切換的影響

圖7 均勻隨機(jī)數(shù)模塊生成偽隨機(jī)分布圖

為了避免輸出波形畸變問題，即讓載波切換時(shí)刻始終保持再類似t2時(shí)刻，載波切換頻率與切換前后兩條載波頻率三者之間需要遵循式(7)的關(guān)系，在滿足式(7)的關(guān)系的前提下，應(yīng)盡量選擇最高的載波切換頻率，以此獲得高次諧波幅值較低的頻譜同時(shí)輸出電壓的波形也不會(huì)產(chǎn)生畸變，達(dá)到輔助電源設(shè)計(jì)的目的。

(7)

式中，fi與fj是自由選取的載波頻率，ft是隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生的頻率，N為自然數(shù)。

1.2.3 Simulink控制策略具體實(shí)現(xiàn)

隨機(jī)脈寬調(diào)制其實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵在于隨機(jī)數(shù)的產(chǎn)生，Pspice可以通過電路模擬仿真功能實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)的PWM調(diào)制，但卻難以用模擬電路生成隨機(jī)數(shù)。而Simulink具有強(qiáng)大的理論計(jì)算能力，利用相關(guān)的算法，便可以輕松實(shí)現(xiàn)隨機(jī)脈寬調(diào)制等控制策略，從而進(jìn)行控制策略的研究。根據(jù)前文的分析與式(6)可知，預(yù)設(shè)載波切換生成的混合載波分布越均勻即產(chǎn)生的隨機(jī)序列越均勻擴(kuò)頻效果越好，噪聲抑制效果也越顯著，作為Simulink內(nèi)置的梅森旋轉(zhuǎn)生成均勻隨機(jī)數(shù)模塊可以滿足這一要求，MT隨機(jī)數(shù)序列生成原理如式(8)所示。

(8)

為了驗(yàn)證均勻隨機(jī)數(shù)模塊生成隨機(jī)序列的效果，本文利用MT模塊產(chǎn)生6 000個(gè)偽隨機(jī)數(shù)，生成的隨機(jī)數(shù)序列的仿真效果圖與分布區(qū)間統(tǒng)計(jì)如圖(7)所示，從圖中可以看到偽隨機(jī)數(shù)均勻分布到給定的區(qū)間內(nèi)，表明了該模塊具有良好的均勻分布特性。

實(shí)施的隨機(jī)脈寬調(diào)制基本原理圖如圖8所示，預(yù)設(shè)多個(gè)不同頻率的三角載波信號，基于均勻隨機(jī)數(shù)模塊生成的輸出(隨機(jī)提供整數(shù)“1”或“2”或“3”……)，隨機(jī)載波選擇器選擇多個(gè)載波中的一個(gè)。因此，選擇器輸出端的載波波形是輸入端多個(gè)載波波形的混合，該波形在比較器中與調(diào)制信號進(jìn)行比較，以獲取所需的隨機(jī)脈寬信號，同時(shí)這個(gè)方案可以通過調(diào)整隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生頻率以及增加三角波發(fā)生器數(shù)量即增加預(yù)設(shè)載波數(shù)量來改變隨機(jī)脈寬調(diào)制的隨機(jī)性，使得頻譜分布更均勻。

圖8 RCFM調(diào)制策略

1.3 Pspice-Simulink聯(lián)合仿真

Pspice是電力電子模擬仿真中最為常用的仿真引擎，其簡潔性與專業(yè)性是工業(yè)界一流的水準(zhǔn)，能夠提供最新的電子元器件的數(shù)據(jù)及電路模塊支持，借助Pspice能夠很好的完成輔助電源的模擬高頻電路的搭建和功能驗(yàn)證工作，還可以通過其自帶的模型編輯器將無源器件寄生參數(shù)導(dǎo)入為Pspice模型以供模擬電路仿真使用。Simulink是Matlab的擴(kuò)展程序，具有可視化數(shù)據(jù)處理模塊，可以方便快捷的搭建前文提到的控制策略動(dòng)態(tài)系統(tǒng)模型。

本文采用的聯(lián)合仿真平臺(tái)是將靜止變流機(jī)輔助電源電磁兼容模型分為Pspice原理電路模塊-SLPS接口-Simulink控制與顯示模塊三個(gè)部分，Pspice原理電路模塊建立模擬電路子工程，在保證寄生參數(shù)準(zhǔn)確的前提下對其進(jìn)行調(diào)整校驗(yàn)完成降壓功能，SLPS接口實(shí)現(xiàn)了Simulink平臺(tái)與Pspice底層仿真引擎的協(xié)同運(yùn)行，確保數(shù)據(jù)能夠完成交互，Simulink控制模塊實(shí)現(xiàn)控制策略，將其整合到電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化的工作環(huán)境中，顯示模塊用到了Simulink的頻譜分析儀，通過對Pspice中LISN電阻的電壓參數(shù)進(jìn)行運(yùn)算提取后接入到頻譜分析儀中從而獲取所需的噪聲頻譜。聯(lián)合仿真具體流程如圖9所示。

圖9 聯(lián)合仿真流程

2 試驗(yàn)結(jié)果

2.1 聯(lián)合仿真實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

在Pspice軟件中搭建輔助電源EMI仿真電路，部分電路參數(shù)如下：輸入電壓為直流28 V；輸出電壓為15 V；輸出功率為15 W；開關(guān)頻率為40 kHz；變壓器原邊電感分209 Uh；副邊電感為30 uH；原副邊匝數(shù)比為9：2；漏感取原邊電感值得5%，為10.45 uH，分布電容C01～C06數(shù)值分別為26 pf、26 pf、13 pf、13 pf、-13 pf、-13 pf。功率開關(guān)型號為IRF221，二極管的型號為MUR405，其他電路元件具體寄生參數(shù)如表1，輔助電源Pspice電磁兼容模型如圖10。

表1 寄生參數(shù)

圖10 輔助電源Pspice電磁兼容模型

Simulink與Pspice之間SLPS接口數(shù)據(jù)交互取決于仿真的步長，Simulink仿真步長取值一般比Pspice步長略大，與此同時(shí)，步長過大會(huì)導(dǎo)致波形失真，步長過小又會(huì)導(dǎo)致仿真的時(shí)間呈指數(shù)增加，考慮仿真精度需要，本文采取混合步長的設(shè)置。在搭建完上述Pspice模型后，通過傳輸接口將LISN的電阻測量端獲得電磁干擾時(shí)域電壓信號引入到Simulink頻譜分析儀模塊進(jìn)行傅里分析得到電磁干擾噪聲頻譜，整體聯(lián)合仿真平臺(tái)如圖11所示。

圖11 聯(lián)合仿真平臺(tái)

2.2 PWM與RPWM的噪聲頻譜

本文選取CISPR 22B作為電磁兼容限制標(biāo)準(zhǔn)，所有噪聲的測量頻段為0.15 kHz～30 MHz，首先對傳統(tǒng)的PWM調(diào)制進(jìn)行仿真得到的電磁干擾噪聲頻譜如圖12所示。

從圖中可以看到低頻率段差模噪聲高于共模噪聲，且在4 MHz者頻譜都出現(xiàn)了較大噪聲尖峰，這正是寄生電路元件(如變壓器漏感、輸入輸出電容、以及變壓器電容)引起額外的電壓峰值與振鈴，該頻率通常在3 MHz到12 MHz之間，噪聲頻譜波形顯示的數(shù)值與輔助電源實(shí)際情況有較小的偏差但基本一致，驗(yàn)證了本文提出的輔助電源電磁兼容聯(lián)合仿真模型的準(zhǔn)確性，證明了該聯(lián)合仿真方法的可行性。

將固定頻率選擇的預(yù)設(shè)載波隨機(jī)開關(guān)頻率調(diào)制控制策略加入到聯(lián)合仿真模型中，RPWM調(diào)制后的噪聲頻譜圖如圖13所示。

圖14 EMI噪聲對比圖

由圖可知，原本集中在PWM調(diào)制開關(guān)頻率或者開關(guān)頻率倍頻處的諧波在改換成RPWM調(diào)制后均勻分散在頻譜尖峰之間，4.04 MHz處共模噪聲峰值降低了8.34 dBuV，其他共模高頻率諧波降低數(shù)值在9～14 dBuV。160 kHz處差模噪聲降低了8.98 dBuV，其他差模高頻諧波降低的數(shù)值在9～11 dBuV。

2.3 基于聯(lián)合仿真的新方法的提出

隨機(jī)脈寬調(diào)制的EMI抑制效果受限于噪聲總值，尤其在噪聲峰值大且分布密度高的頻帶內(nèi)表現(xiàn)不佳，圖13已經(jīng)體現(xiàn)出這種趨勢。無源電磁干擾濾波器是解決變換器中電磁干擾最常用的方法，其EMI抑制效果與電感數(shù)值成正比，但是過大的電感值會(huì)帶來額外的體積、重量和成本。而控制策略與無源電磁干擾濾波器結(jié)合，提供了在不改變硬件的情況下減少無源濾波器體積的可能性，并且本文的聯(lián)合仿真工具也為此方案提供了驗(yàn)證平臺(tái)。

共模(差模)EMI無源濾波器實(shí)質(zhì)上是對共模(差模)回路使用共模扼流圈(差模電感)結(jié)合共模電容(差模電容)達(dá)到低通濾波的效果來抑制噪聲，濾波器設(shè)計(jì)中通常用插入損耗(IL)來描述在連接無源濾波器前后從噪聲源頭傳出的功率與負(fù)載功率的比值，插損的數(shù)值取決于濾波器選用器件的參數(shù)，插損數(shù)值越大，EMI降低的效果越好。無源電磁干擾濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)可以由圖12的噪聲頻譜圖定位需要削弱的諧波頻率、衰減需求得到的截止頻率、選定的濾波器電容參數(shù)三者結(jié)合求出，具體的參數(shù)關(guān)系式如式(9)～(10)所示。

(9)

(10)

式中，fccm與fcdm分別為共模差模截止頻率，fs是需要削弱的諧波頻率，Vs是衰減需求，LCM、Cy與LDM、CX分別是共模與差模電感、電容，RdmLISN是差模電阻，一般為100歐姆。

在聯(lián)合仿真平臺(tái)設(shè)置了RPWM結(jié)合無源電磁干擾濾波器與PWM結(jié)合無源電磁干擾濾波器的對比試驗(yàn)，EMI濾波器參數(shù)如表2，頻譜噪聲對比圖如圖(14)所示。

表2 PEFs參數(shù)

由圖11可知，RPWM加EMI濾波器方案相較于PWM加EMI濾波器方案有著更低噪聲峰值，相差數(shù)值分別為3.56 dBuV和6.76 dBuV，并且在相同甚至更優(yōu)秀的EMI抑制效果下RPWM加EMI濾波器的方案擁有更小的共模與差模電感，尤其能夠顯著減小共模EMI濾波器體積(RPWM+EMI比PWM+EMI共模電感數(shù)值減小52%)。

3 結(jié)束語

本文以抑制機(jī)載靜止變流機(jī)輔助電源電磁干擾為研究背景，針對無法同時(shí)對傳統(tǒng)濾波器結(jié)合控制策略仿真的問題，提出了一種用于研究電磁噪聲Pspice-Simulink聯(lián)合仿真電磁兼容模型，該模型考慮了器件的寄生參數(shù)以及干擾的耦合路徑。在此基礎(chǔ)上，利用該模型將隨機(jī)脈寬調(diào)制方案結(jié)合無源電磁干擾濾波器與傳統(tǒng)固定脈寬調(diào)制結(jié)合無源電磁干擾濾波器進(jìn)行對比。得到結(jié)論如下：

1)對于機(jī)載靜止變流機(jī)輔助電源，RPWM加EMI濾波器的方案比PWM加EMI濾波器方案擁有更好的EMI抑制效果以及更小的EMI濾波器體積。

2)試驗(yàn)采用了Pspice-Simulink聯(lián)合仿真，能夠在利用Pspice建立精準(zhǔn)電路模型基礎(chǔ)上使用Simulink實(shí)現(xiàn)各種控制策略，為電磁兼容設(shè)計(jì)提供一種自由度較高的方法。除此之外，該方法還可以運(yùn)用到其他領(lǐng)域的電磁兼容設(shè)計(jì)，具有廣闊的工程應(yīng)用前景。