非堅(jiān)持型載波監(jiān)聽多路訪問機(jī)制對(duì)LoRa網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性的影響

萬義程，楊光祥，2*，張慶達(dá)，甘晨陽，易 林

（1.重慶工商大學(xué) 人工智能學(xué)院，重慶 400067；2.檢測控制集成系統(tǒng)重慶市工程實(shí)驗(yàn)室（重慶工商大學(xué)），重慶 400067）

0 引言

物聯(lián)網(wǎng)（Internet of Things，IoT）作為互聯(lián)網(wǎng)的擴(kuò)展和延伸，能夠提供信息的采集、處理和傳輸?shù)纫幌盗懈咝У姆?wù)，為智能化時(shí)代提供重要的支撐。關(guān)于物聯(lián)網(wǎng)的定義有很多，?olakovi? 等［1］將物聯(lián)網(wǎng)架構(gòu)定義為由感知層、網(wǎng)絡(luò)層和應(yīng)用層三部分組成的技術(shù)架構(gòu)，其中網(wǎng)絡(luò)層通過無線通信技術(shù)將感知層信息實(shí)時(shí)、準(zhǔn)確地傳送于應(yīng)用層，是物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用中數(shù)據(jù)交互的橋梁，因此無線通信技術(shù)的發(fā)展是當(dāng)前物聯(lián)網(wǎng)面臨的挑戰(zhàn)之一。考慮到物聯(lián)網(wǎng)發(fā)展范式［1-6］，在更廣泛的應(yīng)用中，數(shù)據(jù)的傳輸通常具有稀疏性，同時(shí)需要具備遠(yuǎn)程傳輸?shù)男阅?。此外，隨著大量設(shè)備部署到物聯(lián)網(wǎng)中，網(wǎng)絡(luò)覆蓋范圍、基礎(chǔ)設(shè)施成本、功耗和使用壽命在多種應(yīng)用場景中也越發(fā)重要。低功耗廣域網(wǎng)（Low Power Wide Area Network，LPWAN）作為一種提供低功耗和遠(yuǎn)程通信的無線解決方案，不僅支持設(shè)備高密度部署，而且能在免費(fèi)的ISM（Industrial Scientific Medical）頻段上運(yùn)行，極大地為用戶部署個(gè)人或公共網(wǎng)絡(luò)設(shè)施提供了便捷性，所以LPWAN 也被廣泛應(yīng)用于物聯(lián)網(wǎng)中。

LoRa（Long Range Radio）聯(lián)盟提出了LoRaWAN（LoRa Wide Area Network）作為LPWAN 中占據(jù)主導(dǎo)地位的長距離通信技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)［3，5］，而Semtech 公司則設(shè)計(jì)了一種專有的物理層調(diào)制方式——LoRa，通過犧牲數(shù)據(jù)速率從而換取通信覆蓋范圍［2］。從本質(zhì)上講，LoRa 是基于線性調(diào)制擴(kuò)頻（Chirp Spread Spectrum，CSS）技術(shù)［7］，根據(jù)載波頻率（Carrier Frequency，CF）、擴(kuò)頻因子SF（Spreading Factor）、帶寬（BandWidth，BW）和編碼速率（Coding Rate，CR）對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。其中CR 用于向前糾錯(cuò)技術(shù)，CR 越?。↖CR=4/(4+n)，n∈{1，2，3，4}），短脈沖干擾導(dǎo)致的誤碼率越低，傳輸魯棒性越高。此外，為了提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆€(wěn)定性，LoRaWAN 標(biāo)準(zhǔn)還設(shè)計(jì)了自適應(yīng)速率（Adaptive Data Rate，ADR）機(jī)制，通過鏈路預(yù)算與網(wǎng)關(guān)敏感度［8］確定終端節(jié)點(diǎn)最佳傳輸速率，使用較高的SF以較低的數(shù)據(jù)速率為代價(jià)來提高鏈路魯棒性。ADR 機(jī)制不僅可以增加LoRa 網(wǎng)絡(luò)容量［8］，而且能降低發(fā)射機(jī)功耗和擴(kuò)展通信范圍［9］。此外，由于LoRaWAN 具有遠(yuǎn)距離、低功耗、低成本的特點(diǎn)［10］，且支持雙向通信，能在各種應(yīng)用中靈活部署，近年來受到了越來越多的關(guān)注。截至2022 年，LoRaWAN 已經(jīng)在171 個(gè)國家部署，在農(nóng)業(yè)、工業(yè)、智慧城市等領(lǐng)域都有廣泛的應(yīng)用［11］。

盡管LoRaWAN 憑借LoRa 調(diào)制技術(shù)和ADR 機(jī)制具有一定的擴(kuò)展性；然而，LoRaWAN 是基于ALOHA 的信道接入控制協(xié)議，不具備碰撞避免機(jī)制，終端設(shè)備可以在任意時(shí)刻發(fā)送信號(hào)。當(dāng)多個(gè)終端使用同一信道傳輸信號(hào)時(shí)，信號(hào)之間會(huì)發(fā)生碰撞，造成信號(hào)重疊。而LoRa 接收機(jī)是通過匹配濾波的方式對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，雖然LoRa 接收機(jī)的一個(gè)通道能夠同時(shí)監(jiān)聽6 個(gè)SF不同的信號(hào)，但在同一時(shí)刻只能處理一個(gè)信號(hào)。當(dāng)采用同一SF調(diào)制的多個(gè)LoRa 信號(hào)發(fā)生重疊時(shí)，解調(diào)過程可能會(huì)出現(xiàn)多個(gè)峰值，接收機(jī)將無法正確識(shí)別。因此在LoRaWAN 中，信號(hào)共信道傳輸時(shí)，基于ALOHA 的傳輸調(diào)度方式會(huì)引發(fā)嚴(yán)重的信道沖突，導(dǎo)致鏈路穩(wěn)定性和服務(wù)質(zhì)量顯著下降，極大降低了網(wǎng)絡(luò)的擴(kuò)展性。文獻(xiàn)［12］中對(duì)LoRaWAN 的擴(kuò)展性進(jìn)行了分析，該研究表明了共信道干擾是限制LoRaWAN 擴(kuò)展性的主要因素，網(wǎng)絡(luò)的擴(kuò)展性會(huì)隨著終端設(shè)備數(shù)量的增加而呈指數(shù)級(jí)下降。

為了提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)的擴(kuò)展性，不少學(xué)者認(rèn)為不同SF調(diào)制的信號(hào)之間具有正交性，利用SF正交性的特點(diǎn)，創(chuàng)建虛擬信道。如：文獻(xiàn)［9］中提出了一種SF分配機(jī)制的協(xié)議，通過將Class A 和Class B 終端設(shè)備RX2 窗口移動(dòng)到數(shù)據(jù)傳輸窗口前，使終端節(jié)點(diǎn)可以通過RX2 窗口接收到由網(wǎng)關(guān)發(fā)送的配置幀，配置幀中包含節(jié)點(diǎn)當(dāng)前傳輸所需的SF參數(shù)，能提高傳輸鏈路的穩(wěn)定性，從而降低丟包率。而當(dāng)終端節(jié)點(diǎn)連續(xù)使用相同SF進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸時(shí)，同樣由配置幀改變終端節(jié)點(diǎn)的SF，保證同SF的LoRa 信號(hào)非共信道傳輸，從而減小同SF的信號(hào)發(fā)生碰撞的概率。文獻(xiàn)［13］中認(rèn)為具有不同SF的多個(gè)終端可以同時(shí)在同一通道中運(yùn)行，通過創(chuàng)建虛擬通道的方式避免同SF信號(hào)產(chǎn)生的干擾，以提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)性能。同樣，Zhang等［14］認(rèn)為不同SF之間的LoRa 信號(hào)相互獨(dú)立，將多個(gè)不同SF的LoRa 用戶接入同一信道中，能提高網(wǎng)絡(luò)吞吐量。

最近，Croce 等［15-16］指出，不同SF調(diào)制下的LoRa 信號(hào)是不完全正交的，他們通過SF不同的兩個(gè)LoRa 信號(hào)模擬碰撞過程，研究了SF間碰撞的影響，證實(shí)了不同SF之間的信號(hào)同樣會(huì)產(chǎn)生干擾。類似地，Mahmood 等［17］和Waret 等［18］通過相關(guān)實(shí)驗(yàn)表明了SF間的干擾會(huì)極大降低LoRa 網(wǎng)絡(luò)性能，特別是對(duì)于較高的SF，由于數(shù)據(jù)幀在空中傳輸時(shí)間更長，導(dǎo)致較高SF的信號(hào)發(fā)生沖突的概率更大。文獻(xiàn)［9，13-14］中認(rèn)為不同SF之間是獨(dú)立的子系統(tǒng)，從而創(chuàng)建虛擬信道具有很強(qiáng)的假設(shè)性，這會(huì)嚴(yán)重高估LoRaWAN 的性能。

因此，如何減少或避免LoRa 網(wǎng)絡(luò)中同SF干擾和SF間干擾，提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性，是當(dāng)前研究的關(guān)鍵性問題。為了減少LoRa 信號(hào)沖突的發(fā)生，文獻(xiàn)［19-21］中提出了用載波監(jiān)聽多路訪問（Carrier Sense Multiple Access，CSMA）機(jī)制替代LoRaWAN 中ALOHA 的調(diào)度機(jī)制，通過先聽后發(fā)（Listen-Before-Transmit，LBT）的方式降低信號(hào)沖突的概率，從而提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性。但以上研究都并未具體闡述如何在LoRa網(wǎng)絡(luò)中實(shí)現(xiàn)CSMA 機(jī)制以及終端節(jié)點(diǎn)如何選擇退避時(shí)間。上述研究大多都僅從仿真實(shí)驗(yàn)中分析了CSMA 運(yùn)用于LoRa網(wǎng)絡(luò)中的數(shù)據(jù)包交付率和總體能耗兩方面，且這些研究的實(shí)驗(yàn)結(jié)果之間具有較大的差異，難以從中得到較準(zhǔn)確的比較結(jié)果；而對(duì)于時(shí)延、信道利用率等方面，上述文獻(xiàn)沒有進(jìn)行細(xì)致研究。

雖然本文同樣是想利用CSMA 實(shí)現(xiàn)LBT 機(jī)制，以減小共信道中信號(hào)沖突的概率，從而提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性。但當(dāng)前CSMA 的變體有很多，本文提出用爭用式的非堅(jiān)持型CSMA（Non-Persistent CSMA，NP-CSMA）協(xié)議替代LoRaWAN中隨機(jī)調(diào)度協(xié)議ALOHA，通過協(xié)調(diào)LoRa 網(wǎng)絡(luò)中各個(gè)節(jié)點(diǎn)接入信道的時(shí)間，盡量避免沖突的發(fā)生。

本文的主要工作如下：

1）對(duì)LoRa 調(diào)制技術(shù)進(jìn)行了介紹，考慮了LoRa 物理層編碼對(duì)接收機(jī)正確解調(diào)的影響，通過MatLab 對(duì)LoRa 調(diào)制技術(shù)性能和SF之間不完全正交性進(jìn)行分析，并分別給出了誤碼率（Bit Error Ratio，BER）在10-4的條件下解調(diào)所需的信噪比（Signal-Noise Ratio，SNR）閾值和確保SF間信號(hào)不受干擾影響的信號(hào)干擾比（Signal-Interference Ratio，SIR）閾值。

2）對(duì)NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)度機(jī)制進(jìn)行了充分的闡述，并基于NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)度過程分析了NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中數(shù)據(jù)包交付率（Packet Delivery Rate，PDR）和信道利用率的理論性能。通過NS3 仿真平臺(tái)對(duì)NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的數(shù)據(jù)包交付率、信道利用率、時(shí)延以及能耗進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，進(jìn)一步分析了NP-CSMA 對(duì)LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性的影響。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，NP-CSMA 能在LoRa 終端節(jié)點(diǎn)保持相對(duì)較低功耗運(yùn)行條件下，不僅為LoRa網(wǎng)絡(luò)提供更高的數(shù)據(jù)包交付率和信道利用率，而且能增加網(wǎng)絡(luò)容納的節(jié)點(diǎn)數(shù)量，充分反映了NP-CSMA 可以有效提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)可擴(kuò)展性。

1 LoRa技術(shù)

1.1 LoRa調(diào)制技術(shù)

LoRa［2］作為LoRaWAN 的物理層，是來源于CSS 調(diào)制的一種調(diào)制技術(shù)。與傳統(tǒng)CSS 技術(shù)相比，LoRa 進(jìn)一步改善了頻譜利用率［7］，因此具有更好的抗多徑多普勒效應(yīng)和抗衰落能力。LoRa 調(diào)制將一個(gè)攜帶SF個(gè)比特的碼元分割為2SF個(gè)碼片（chip）進(jìn)行擴(kuò)頻傳輸，這使得LoRa 信號(hào)具有很強(qiáng)的抗干擾性。LoRa 為調(diào)制信號(hào)提供了三種帶寬B的設(shè)置和6 種不同的SF值，如式（1）所示：

LoRa 調(diào)制利用了啁啾（chirp）信號(hào)，通過循環(huán)移位的方式對(duì)基本chirp 信號(hào)進(jìn)行線性調(diào)頻，從而得到調(diào)制信號(hào)，該調(diào)制信號(hào)在一個(gè)符號(hào)時(shí)間Ts（也稱為掃頻周期）內(nèi)，它的頻率在［fmin，fmax］（上啁啾up-chirp）或［fmax，fmin］（下啁啾down-chirp）范圍內(nèi)線性變化（B=fmax-fmin）。反映在時(shí)間上，LoRa信號(hào)的一個(gè)符號(hào)的持續(xù)時(shí)間Ts可以看成由2SF個(gè)長度為Tchip的時(shí)間片組成，通過循環(huán)移位整數(shù)倍Tchip時(shí)間來表示出2SF種信息，每個(gè)符號(hào)起始位置的初始頻率偏移承載所需傳輸?shù)男畔ⅲ?，15］。文獻(xiàn)［7，22］中對(duì)LoRa 調(diào)制進(jìn)行了詳細(xì)說明，本文僅以u(píng)p-chirp 信號(hào)和循環(huán)左移對(duì)LoRa 調(diào)制進(jìn)行介紹。up-chirp信號(hào)可表示為：

其中，fc為載波頻率，根據(jù)eiθ=cosθ+i sinθ，有s(t)=cosφ(t)+j sinφ(t)，因此φ(t)為up-chirp 信號(hào)的相位。所以可知up-chirp 信號(hào)的瞬時(shí)頻率為：

而LoRa 調(diào)制在對(duì)基本up-chirp 信號(hào)進(jìn)行線性調(diào)頻前，首先需要將傳輸信息調(diào)制到初始頻率上，然后再經(jīng)過線性調(diào)頻將生成的LoRa 信號(hào)的頻率擴(kuò)展到整個(gè)帶寬。假設(shè)LoRa 信號(hào)攜帶的SF個(gè)比特組成的信息用向量V=(v0，v1，…，vSF-1)表示，則循環(huán)移位值K可表示為式（4），循環(huán)左移后LoRa 信號(hào)的載波初始頻率用f0表示。

根據(jù)循環(huán)移位的性質(zhì)，對(duì)基本up-chirp 信號(hào)的瞬時(shí)頻率函數(shù)循環(huán)左移后，LoRa 信號(hào)的瞬時(shí)頻率是一個(gè)由斜率相同的兩個(gè)線性函數(shù)組成的分段函數(shù)，在某一時(shí)刻頻率會(huì)發(fā)生跳變。假設(shè)跳變時(shí)刻為T0，在[0，T0]時(shí)間段內(nèi)，LoRa 信號(hào)的頻率從f0線性調(diào)頻至fmax，然后在T0時(shí)刻頻率發(fā)生跳變，由fmax變?yōu)閒min；最后在[T0，Ts]時(shí)間內(nèi)，從fmin線性調(diào)頻至f0。在LoRa中，傳輸一個(gè)LoRa 符號(hào)所需要的時(shí)間為Ts=2SF/B，所以調(diào)頻斜率B/Ts=B2/2SF，由于帶寬B=fmax-fmin，則有f0=K?B/2SF+fmin，那么頻率跳變時(shí)刻T0=(2SF-K)/B，因此LoRa調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)頻率可表示為式（5）。

圖1 為多個(gè)連續(xù)符號(hào)組成的LoRa 信號(hào)在B=125 kHz 和SF=8 時(shí)的頻率變化，可以看出，LoRa 信號(hào)的頻率在一個(gè)符號(hào)時(shí)間內(nèi)表現(xiàn)為一個(gè)分段函數(shù)。

圖1 基于up-chirp，K=50，100，150，200，225的LoRa信號(hào)頻率變化Fig.1 Frequency variation of LoRa signal with K=50，100，150，200，225 based on up-chirp

將式（5）代入式（2），基于up-chirp 和循環(huán)左移的LoRa 調(diào)制信號(hào)波形可以表示為式（6）。圖2 是K=50 的LoRa 調(diào)制信號(hào)在SF=8 時(shí)的信號(hào)實(shí)部和虛部。

圖2 基于up-chirp的LoRa信號(hào)的實(shí)部和虛部（K=50，SF=8）Fig.2 Real and imaginary parts of LoRa signal based on up-chirp（K=50，SF=8）

1.2 LoRa解調(diào)技術(shù)

解調(diào)的本質(zhì)就是濾波［22］，無線信號(hào)解調(diào)的首要處理過程是對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，使模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，即A/D（Analog to Digital）變換。對(duì)于基于up-chirp 和循環(huán)左移的LoRa 信號(hào)解調(diào)過程，以單倍采樣為例，當(dāng)LoRa 接收機(jī)接收到LoRa 信號(hào)并進(jìn)行采樣時(shí)，假設(shè)LoRa 接收機(jī)單次采樣的時(shí)間表示為△t，在某一時(shí)刻采樣用t表示，由于采樣頻率與LoRa信號(hào)在調(diào)制過程中所使用的帶寬B相等，那么△t=1/B，t=n△t=n/B。式（6）中LoRa 信號(hào)sm（t）經(jīng)過采樣后，序列長度N=Ts/△t=2SF，然后再將參數(shù)t=n△t=n/B和Ts=2SF/B代入式（6），從而得到sm（t）采樣后的數(shù)字信號(hào)，它的表達(dá)式如式（7）所示。在式（7）中，由于n為整數(shù)，所以e-j2πn可表示為式（8）。

LoRa 接收機(jī)對(duì)LoRa 信號(hào)完成采樣后，就需要對(duì)得到的LoRa 數(shù)字信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，將數(shù)字LoRa 信號(hào)g［n］與本地匹配的降線性調(diào)頻信號(hào)d［n］相乘以實(shí)現(xiàn)解線性調(diào)頻的目的。需要注意的是，匹配信號(hào)d［n］的調(diào)頻斜率與g［n］互為相反數(shù)，序列長度與g［n］相等，初始頻率為fmin，如式（9）所示。

對(duì)r[n]進(jìn)行快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform，F(xiàn)FT）可得：

r[n]的頻譜R[n]是一個(gè)沖激函數(shù)，在k=K處存在峰值，在其他點(diǎn)處幅度為零。圖3 是K=50 時(shí)，圖2 中的LoRa 信號(hào)在單倍采樣的條件下，解線性調(diào)頻后的FFT 輸出。

圖3 基于up-chirp的LoRa調(diào)制信號(hào)解線性調(diào)頻后的FFT輸出（K=50）Fig.3 FFT output of LoRa signal based on up-chirp after demodulating linear frequency modulation（K=50）

1.3 LoRa調(diào)制性能

在一個(gè)完整的通信系統(tǒng)中，信源在被調(diào)制之前，通常還需要進(jìn)行信道編碼以獲得編碼增益，從而提升系統(tǒng)的抗干擾能力。同樣，對(duì)于完整的LoRa 收發(fā)鏈，LoRa 發(fā)射機(jī)在發(fā)送信號(hào)之前，除了通過LoRa 調(diào)制帶來擴(kuò)頻增益以保證傳輸鏈路具有較好的抗干擾性之外，物理層還需要對(duì)原始信息進(jìn)行一系列信道編碼操作，包括白化、糾錯(cuò)編碼、交織和格雷映射，都是專門為提高系統(tǒng)對(duì)干擾的魯棒性而設(shè)計(jì)的［16］。LoRa 采用漢明編碼［23-24］進(jìn)行糾錯(cuò)編碼，根據(jù)一定規(guī)則對(duì)原始信息比特序列插入若干個(gè)奇偶檢驗(yàn)碼（取決于編碼速率）。而交織的目的是將連續(xù)傳輸?shù)男畔㈦x散化，再利用糾錯(cuò)編碼技術(shù)糾正傳輸信息中因信號(hào)失真導(dǎo)致原本比特相同的某個(gè)分組的比特序列發(fā)生改變或丟失的錯(cuò)誤，從而提高接收機(jī)正確解碼概率。Tapparel 等［23-24］通過軟件定義的無線電（Software Defined Radio，SDR）和MatLab 分別實(shí)現(xiàn)了完整的LoRa 物理層收發(fā)通信系統(tǒng)。

通常誤碼率（BER）是表征一個(gè)調(diào)制技術(shù)性能的重要指標(biāo)之一，為了更準(zhǔn)確地評(píng)估LoRa 調(diào)制BER 性能與信噪比（SNR）之間的關(guān)系，本文基于文獻(xiàn)［24］中在MatLab 中實(shí)現(xiàn)的LoRa 調(diào)制解調(diào)器對(duì)LoRa 物理層通信進(jìn)行了模擬實(shí)驗(yàn)。在對(duì)原始信息進(jìn)行漢明編碼時(shí)，采用4/8 的編碼速率，調(diào)制帶寬為125 kHz，信道模型使用加性高斯白噪聲信道（Additive White Gaussian Noise，AWGN），利用AWGN 信道模型和設(shè)定的SNR值對(duì)發(fā)送的LoRa 信號(hào)加噪，SNR 值以0.5 dB 的步長從-30 dB 增加至-5 dB。圖4 為LoRa 調(diào)制在AWGN 信道下的BER 與SNR 之間的關(guān)系，表1 則是當(dāng)BER 為10-4時(shí)，不同SF對(duì)應(yīng)的SNR 閾值，這一結(jié)果與文獻(xiàn)［2，7，12］中給出的結(jié)果大致相同。另一方面，從表1 給出的SNR 閾值來看，LoRa 信號(hào)功率即使遠(yuǎn)低于底噪，也同樣能被接收機(jī)正確解調(diào)，這意味著，LoRa 調(diào)制技術(shù)具有較強(qiáng)的抗干擾能力，LoRa 發(fā)射機(jī)能以較低的功耗發(fā)送信號(hào)就足以滿足通信需求，當(dāng)然這往往是通過犧牲傳輸速率來換取接收機(jī)在較低的信噪比條件下具有較好的正確解碼性能。

表1 BER為10-4時(shí)不同SF對(duì)應(yīng)的SNR閾值Tab.1 SNR thresholds corresponding to different SF when BER is 10-4

圖4 不同SF下LoRa調(diào)制的BER與SNR的關(guān)系Fig.4 Relationship between BER and SNR for LoRa modulation at different SF

1.4 不完全正交性分析

擴(kuò)頻因子不同的LoRa 信號(hào)之間具有準(zhǔn)正交性特點(diǎn)［2，6］。Croce 等［15］根據(jù)信號(hào)之間的相關(guān)性，表明了SF不同的兩個(gè)LoRa 信號(hào)之間的互相關(guān)函數(shù)在任意時(shí)刻幾乎為0；然而這并不意味著使用不同SF調(diào)制的LoRa 信號(hào)之間完全相互隔離、正交，因?yàn)镃roce 等［15］同樣指出，當(dāng)兩種SF不同的傳輸發(fā)生信號(hào)碰撞造成信號(hào)重疊時(shí)，如果期望接收的信號(hào)與干擾信號(hào)的功率不具可比性，由于接收機(jī)是通過尋找峰值來判定接收信號(hào)的信息，而SF之間準(zhǔn)正交性不能完全抑制干擾的影響，因此這會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)無法從重疊的信號(hào)中正確分離出期望接收的信號(hào)的信息。以圖5 為例，假設(shè)SF=9 的參考信號(hào)是接收機(jī)期望接收的信號(hào)，SF=8 的干擾信號(hào)為干擾源，為了便于演示，本文使這兩個(gè)信號(hào)開始傳輸時(shí)間和結(jié)束時(shí)間相同。根據(jù)SIR 的計(jì)算如式（12）所示，使SF=9 的參考信號(hào)的幅度和SF=8 的干擾信號(hào)幅度滿足SIR=-20 dB，當(dāng)接收機(jī)接收到由這兩個(gè)信號(hào)疊加構(gòu)成的組合信號(hào)時(shí)，接收機(jī)將在FFT 的輸出處觀察到多個(gè)峰值，使得接收機(jī)在識(shí)別參考信號(hào)的過程中會(huì)出現(xiàn)歧義，無法從組合信號(hào)中得到有用信息，如圖6 所示。

圖5 基于up-chirp，由K=150的參考信號(hào)和K=50，100的干擾信號(hào)重疊組成的LoRa信號(hào)Fig.5 Based on up-chirp，LoRa signal composed of a reference signal with K=150 and interference signals with K=50，100

圖6 SIR=-20 dB的條件下，K=150的參考信號(hào)和K=50，100的干擾信號(hào)重疊組成的LoRa信號(hào)解線性調(diào)頻后的FFT輸出Fig.6 At SIR=-20 dB，F(xiàn)FT output of LoRa signal composed of a reference signal with K=150 and interfering signals with K=50，100

其中：Pref、Aref為參考信號(hào)的功率與它的幅度；Pint、Aint為干擾信號(hào)的功率與它的幅度。

本節(jié)的目的是量化出確保不同SF的LoRa 信號(hào)之間互相隔離從而抑制同信道SF間干擾的SIR 閾值。與1.3 節(jié)類似，同樣需要考慮物理層編碼對(duì)接收器正確解調(diào)的影響。因此，基于文獻(xiàn)［24］中在MatLab 中實(shí)現(xiàn)的LoRa 調(diào)制解調(diào)器，本文在沒有噪聲的信道模型下，對(duì)LoRa 接收機(jī)接收由兩種SF調(diào)制的重疊信號(hào)進(jìn)行了模擬。在仿真的過程中，假設(shè)發(fā)射機(jī)與接收機(jī)完全同步，參考信號(hào)的幅度Aref設(shè)置為1，SIR 以0.5 dB 的步長從-30 dB 增加至5 dB，根據(jù)SIR 設(shè)定的值，則干擾信號(hào)的幅度為此外，在實(shí)際的信號(hào)傳輸過程中，干擾信號(hào)與參考信號(hào)的開始時(shí)間往往不同步，因此實(shí)驗(yàn)過程中需要對(duì)干擾信號(hào)的傳輸進(jìn)行一定的隨機(jī)時(shí)間偏移，以消除干擾信號(hào)與參考信號(hào)的時(shí)間同步。對(duì)于任何一種兩個(gè)SF 的組合模擬，本文都考慮干擾信號(hào)與一個(gè)參考信號(hào)完全重疊，目的是保證重疊信號(hào)中實(shí)際SIR 符合給定的數(shù)值，減少仿真實(shí)驗(yàn)的復(fù)雜性，但這并不影響實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

本節(jié)通過比較解調(diào)后的比特序列和調(diào)制比特序列來獲得BER，從而確定隔離SF間干擾所需的SIR 閾值。圖7 為SF=9 的參考信號(hào)在不同SFint的干擾信號(hào)組合情況下，接收機(jī)的BER 與SIR 之間的關(guān)系，表2 則總結(jié)了當(dāng)BER 為10-3，LoRa 接收機(jī)解調(diào)多種SF組合信號(hào)中參考信號(hào)所應(yīng)滿足的SIR 閾值，這一結(jié)果與文獻(xiàn)［16］中給出的結(jié)果大致相同。

表2 BER為10-3的條件下，多種SF組合信號(hào)中參考信號(hào)解調(diào)所需的SIR閾值Tab.2 SIR thresholds required for demodulation of reference signals in combined signals of multiple SF when BER is 10-3

圖7 不同SFint的干擾信號(hào)的組合下，SF=9的參考信號(hào)的BER與SIR之間的關(guān)系Fig.7 Relationship between BER and SIR of reference signal with SF=9 under combinations of interference signals with different SFint

從表2 來看，由于保證SF之間的傳輸不受干擾的影響所需的SIR 閾值很小，在某種程度上，可以認(rèn)為SF之間具有正交性，也使多個(gè)重疊信號(hào)的并行傳輸具有可能性。但是LoRa 接收機(jī)的接收通道數(shù)量有限，重疊的信號(hào)在傳輸過程中往往會(huì)發(fā)生捕獲效應(yīng)，網(wǎng)關(guān)僅能接收功率較強(qiáng)的信號(hào)，而功率較低的信號(hào)將會(huì)被丟失；另一方面，受信道衰落的影響，當(dāng)干擾信號(hào)比參考信號(hào)更接近網(wǎng)關(guān)時(shí)，可能導(dǎo)致干擾信號(hào)的功率顯著高于參考信號(hào)，接收機(jī)無論是干擾信號(hào)還是參考信號(hào)都將無法正確解調(diào)。此外，在節(jié)點(diǎn)密度較大的LoRa 網(wǎng)絡(luò)中，通常是多個(gè)終端節(jié)點(diǎn)的傳輸發(fā)生信號(hào)沖突，這同樣會(huì)使干擾信號(hào)的功率顯著高于參考信號(hào)，文獻(xiàn)［15，17］中就對(duì)這些情況進(jìn)行了詳細(xì)的闡述。

2 基于LoRa網(wǎng)絡(luò)的NP-CSMA

LoRaWAN 的局限性主要體現(xiàn)在兩方面：一是基于ALOHA 的傳輸調(diào)度方式；二是SF不完全正交性。當(dāng)LoRa 信號(hào)共信道傳輸時(shí)，基于ALOHA 的調(diào)度方式和SF不完全正交性會(huì)引發(fā)嚴(yán)重的信號(hào)抑制問題，而根據(jù)造成抑制的干擾信號(hào)所使用的SF的不同，干擾可以分為同SF干擾和SF間干擾。對(duì)于無線網(wǎng)絡(luò)來說，在不考慮由環(huán)境因素導(dǎo)致的鏈路不穩(wěn)定的情況下，數(shù)據(jù)的沖突是影響網(wǎng)絡(luò)性能的主要因素。

目前，CSMA 種類有很多，無線局域網(wǎng)中由IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的CSMA/CA 協(xié)議是當(dāng)前具有代表性的方法之一［21］。但考慮到CSMA/CA 是一種堅(jiān)持CSMA（One-Persistent CSMA，1P-CSMA）協(xié)議的變體，在CSMA/CA 網(wǎng)絡(luò)中，由于它的退避機(jī)制是采用退避計(jì)時(shí)器凍結(jié)的方式［21，25］，這需要終端節(jié)點(diǎn)不間斷地監(jiān)聽信道，所以相較于CSMA/CA，NP-CSMA 更適用于低功耗無線廣域網(wǎng)。為了提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性，本文提出用爭用型介質(zhì)訪問控制協(xié)議NP-CSMA 替代LoRaWAN 中隨機(jī)型的調(diào)度方式ALOHA，通過先聽后發(fā)的機(jī)制降低信號(hào)碰撞的概率，減少LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的共信道抑制。

典型的LoRa 網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)為星型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［26］，LoRa 終端設(shè)備通過單跳指定的ISM 頻段與網(wǎng)關(guān)進(jìn)行無線連接。而在LoRa 使用的免費(fèi)ISM 頻段中，運(yùn)行在不同頻帶的傳輸信道之間互不干擾［26］，那么通過為每個(gè)擴(kuò)頻因子分配唯一的信道，使多個(gè)不同SF的信號(hào)傳輸分別容納在單獨(dú)的信道中，以并行傳輸?shù)姆绞娇梢杂行П苊釹F的不完全正交性對(duì)信號(hào)產(chǎn)生的抑制，而國內(nèi)最佳部署LoRa 網(wǎng)絡(luò)的頻段470 MHz 正好為LoRa 信號(hào)傳輸提供了8 條對(duì)齊的信道［27］。因此，在將NPCSMA 應(yīng)用于LoRa 網(wǎng)絡(luò)的過程中，僅需關(guān)注如何調(diào)度同SF的終端節(jié)點(diǎn)之間的傳輸，以降低同SF信號(hào)沖突的概率。本文將針對(duì)單個(gè)網(wǎng)關(guān)和單個(gè)SF介紹NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)度機(jī)制，為了能滿足并行傳輸?shù)男枨?，網(wǎng)關(guān)應(yīng)配備SX1301 模塊，因?yàn)镾X1301 可以同時(shí)監(jiān)聽8 個(gè)上行通道。

2.1 信道活動(dòng)檢測

在無線局域網(wǎng)中，終端節(jié)點(diǎn)在發(fā)送數(shù)據(jù)之前通過檢測信道中的信號(hào)強(qiáng)度（Received Signal Strength Indicator，RSSI）是否超過一定的閾值實(shí)現(xiàn)對(duì)信道狀態(tài)的監(jiān)聽［25］，這一信道監(jiān)聽過程也幾乎是瞬時(shí)完成。然而受路徑損耗、陰影效應(yīng)等影響，無線信號(hào)在傳輸過程中會(huì)發(fā)生損耗，導(dǎo)致傳輸于信道中的無線信號(hào)的RSSI 值變化范圍很大，這會(huì)使終端節(jié)點(diǎn)在偵聽信道狀態(tài)的過程中發(fā)生誤判。尤其是對(duì)于覆蓋范圍在幾百米甚至幾千米的LoRa 網(wǎng)絡(luò)來說，由于發(fā)送端通常以較低的功耗發(fā)送，LoRa 信號(hào)的RSSI 值往往會(huì)低于底噪，因此LoRa 終端通過檢測信道中的RSSI 值的方式顯然不適用。但LoRa 芯片提供了信道活動(dòng)檢測（Channel Activity Detection，CAD）模式［28］，終端節(jié)點(diǎn)可以通過請(qǐng)求切換到CAD 模式，然后從信道獲取LoRa 信號(hào)的前導(dǎo)碼符號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)信道狀態(tài)的感知，如圖8 所示。相較于直接通過RSSI 值判定信道狀態(tài)方式，LoRa 終端利用CAD 模式可以更準(zhǔn)確地判定信道中是否存在傳輸信號(hào)［21］。這一過程需要LoRa 終端維持CAD模式在幾個(gè)LoRa 符號(hào)時(shí)間，而根據(jù)SF的不同，CAD 模式的持續(xù)時(shí)間TCAD在1.75Ts，SF=7和2.25Ts，SF=12之間。

圖8 LoRa終端信道活動(dòng)檢測過程Fig.8 LoRa terminal channel activity detection process

2.2 調(diào)度策略

本文利用NP-CSMA 替代LoRaWAN 中的ALOHA，通過CSMA 的沖突避免機(jī)制緩解共信道同SF干擾問題，從而提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性。將NP-CSMA 應(yīng)用于LoRa 網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵就是如何協(xié)調(diào)LoRa 網(wǎng)絡(luò)中各個(gè)節(jié)點(diǎn)接入信道的時(shí)間，盡量避免沖突的發(fā)生。在802.11 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范中，所有類型的CSMA 協(xié)議都是通過分布協(xié)調(diào)功能（Distributed Coordination Function，DCF）機(jī)制讓節(jié)點(diǎn)以爭用的方式獲取信道使用權(quán)，從而協(xié)調(diào)節(jié)點(diǎn)共享信道，這種機(jī)制通常適用于單跳分布式組網(wǎng)中，與LoRa 單跳星型的LoRa 網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)相似。因此，將NP-CSMA 應(yīng)用于LoRa 網(wǎng)絡(luò)中具有可行性。但802.11 標(biāo)準(zhǔn)對(duì)DCF 規(guī)范的請(qǐng)求發(fā)送幀和清除發(fā)送幀（Request-To-Send/Clear-To-Send，RTS/CTS）機(jī)制不適用于LoRa 網(wǎng)絡(luò)中。由于這種機(jī)制是將網(wǎng)絡(luò)分配向量（Network Allocation Vector，NAV）包含于RTS/CTS 幀中，通過RTS-CTS 握手對(duì)信道進(jìn)行預(yù)約，以實(shí)現(xiàn)虛擬載波監(jiān)聽機(jī)制，從而進(jìn)一步緩解信號(hào)沖突問題，然而在LoRa 使用的頻段中，終端節(jié)點(diǎn)的發(fā)送通常受到了無線電占空比的限制，RTS/CTS 機(jī)制會(huì)使LoRa 網(wǎng)絡(luò)具有很大的時(shí)延。因此，本文只對(duì)基礎(chǔ)的DCF 機(jī)制進(jìn)行闡述。

在基于基礎(chǔ)DCF 機(jī)制的CSMA 網(wǎng)絡(luò)中，終端節(jié)點(diǎn)必須在持續(xù)檢測信道空閑一段時(shí)間后才能發(fā)送數(shù)據(jù)，這段時(shí)間稱為幀間隔（Inter Frame Space，IFS）。802.11 標(biāo)準(zhǔn)根據(jù)IFS 長短為數(shù)據(jù)幀定義了多種優(yōu)先級(jí)，優(yōu)先級(jí)越高，IFS 越短［26］。由于LoRa 終端在偵聽信道過程中，往往需要維持CAD 模式一段時(shí)間，因此，可以利用CAD 持續(xù)時(shí)間為LoRa 網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)不同的信道使用優(yōu)先級(jí)。本文假設(shè)LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的所有節(jié)點(diǎn)發(fā)送的數(shù)據(jù)優(yōu)先級(jí)相同，在滿足最小的TCAD情況下，如果信道空閑，終端節(jié)點(diǎn)即可發(fā)送數(shù)據(jù)。圖9 是NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中調(diào)度方式，LoRa 網(wǎng)絡(luò)采用的退避機(jī)制與NP-CSMA 類似，LoRa 退避過程已經(jīng)在圖8 進(jìn)行了介紹。當(dāng)終端節(jié)點(diǎn)檢測到信道繁忙時(shí)，終端節(jié)點(diǎn)進(jìn)入睡眠狀態(tài)以節(jié)省能耗，并隨機(jī)等待一段時(shí)間后再重新切換到CAD 模式以偵聽當(dāng)前信道中是否存在傳輸信號(hào)。隨機(jī)等待時(shí)間如式（13）所示，其中Tdata表示數(shù)據(jù)包傳輸時(shí)間（也稱空中傳輸時(shí)間），如式（14）所示。本文規(guī)定最大重傳次數(shù)n為4，當(dāng)n大于4 時(shí)即認(rèn)為發(fā)送失敗。此外，在式（13）中，本文增大了退避時(shí)間的空間，以減少終端節(jié)點(diǎn)選擇相同退避時(shí)間的情況，進(jìn)一步降低信號(hào)沖突的概率。由于受到無線電占空比的限制，LoRa 終端的傳輸通常具有一定的周期性。

圖9 NP-CSMA在LoRa網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)度方式Fig.9 Scheduling method of NP-CSMA in LoRa networks

其中：npreamble為前導(dǎo)碼符號(hào)數(shù)；PL為PHY 層有效荷載的字節(jié)大小。PHY 層報(bào)頭如果存在，H=1；否則，H=0。CRC表示PHY層有效荷載的循環(huán)冗余檢驗(yàn)位是否存在，存在為1；否則為0。DE表示低速率優(yōu)化是否啟用，啟用為1；禁用為0。ceil 表示向上取整函數(shù)。CR代表編碼速率。

3 理論分析

在研究ALOHA、CSMA 等協(xié)議性能時(shí)，通常假定數(shù)據(jù)的傳輸服從泊松分布［29-30］，如式（15）所示。λ表示在一個(gè)數(shù)據(jù)包的傳輸時(shí)間Tdata內(nèi)所有終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送數(shù)據(jù)包數(shù)量的平均值，而λ 又等價(jià)于當(dāng)前網(wǎng)絡(luò)容納的終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量G。

在αTdata時(shí)間內(nèi)k個(gè)終端節(jié)點(diǎn)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸?shù)母怕蕿椋?/p>

當(dāng)信道空閑時(shí)，終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送的數(shù)據(jù)包能成功接收，因此終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送數(shù)據(jù)包的成功概率即信道空閑概率：

G用式（18）表示，意為網(wǎng)絡(luò)通信負(fù)載率：

其中：ti為節(jié)點(diǎn)i的發(fā)送時(shí)間；Ti_period為節(jié)點(diǎn)i的發(fā)送周期。

由于LoRaWAN 是基于ALOHA 的傳輸協(xié)議，因此，在不考慮捕獲效應(yīng)的情況下，它的脆弱期是空中傳輸時(shí)間的2倍，αLoRaWAN=αALOHA=2，那么LoRaWAN 的理論數(shù)據(jù)包交付率（PDR）性能等于e-2G。此外，在LoRaWAN 構(gòu)建的LoRa 網(wǎng)絡(luò)中，一個(gè)LoRa 數(shù)據(jù)幀被成功傳輸需要滿足兩個(gè)條件：

1）在當(dāng)前數(shù)據(jù)幀傳輸開始時(shí)，前面正在傳輸數(shù)據(jù)幀的LoRa 終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量為0，以避免當(dāng)前的傳輸與之前的傳輸發(fā)生重疊。這意味著，在前一個(gè)傳輸時(shí)間Tdata內(nèi)，信道需要保證空閑狀態(tài)，因此，這一條件發(fā)生概率可表示為：

2）在當(dāng)前長度為Tdata的傳輸窗口內(nèi)，沒有終端節(jié)點(diǎn)嘗試傳輸LoRa 數(shù)據(jù)幀。假設(shè)LoRa 終端節(jié)點(diǎn)嘗試傳輸數(shù)據(jù)的時(shí)間t是獨(dú)立同分布，并用fT(t)表示為LoRa 終端節(jié)點(diǎn)傳輸時(shí)間的概率密度函數(shù)。那么，滿足第二個(gè)條件的概率可表示為：

因此，根據(jù)式（19）、（20），在LoRaWAN 中數(shù)據(jù)幀被成功傳輸?shù)母怕士杀硎緸槭剑?1）：

對(duì)于NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的理論P(yáng)DR 值，由于終端節(jié)點(diǎn)在切換到CAD 模式后需要維持至少一個(gè)TCAD時(shí)間，只有當(dāng)監(jiān)聽到信道為空閑狀態(tài)時(shí)才能進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。與LoRaWAN 不同，在NP-CSMA 中LoRa 終端節(jié)點(diǎn)僅需考慮當(dāng)前傳輸時(shí)隙（包括TCAD）的空閑狀態(tài)。通常，在CSMA 性能分析的相關(guān)研究中，大多數(shù)都是假設(shè)兩個(gè)連續(xù)傳輸?shù)臅r(shí)間間隔即為傳播時(shí)延，例如文獻(xiàn)［29-32］。然而，LoRaWAN 中的傳播時(shí)延比數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r(shí)間長度Tdata小得多，所以在分析這種網(wǎng)絡(luò)時(shí)通常會(huì)忽略傳播時(shí)延。因此，本文假設(shè)兩個(gè)LoRa 數(shù)據(jù)幀的嘗試傳輸時(shí)間間隔大于等于TCAD，并且發(fā)送LoRa 數(shù)據(jù)幀的終端節(jié)點(diǎn)可以互相監(jiān)聽到對(duì)方，那么這兩個(gè)傳輸就不會(huì)在一個(gè)給定的時(shí)隙中發(fā)生碰撞。這意味著在NP-CSMA 構(gòu)建的LoRa 網(wǎng)絡(luò)中，當(dāng)滿足上述條件時(shí)，終端節(jié)點(diǎn)的數(shù)據(jù)傳輸才能被成功接收?？紤]到這一點(diǎn)，本文將上述條件分割為四個(gè)獨(dú)立的子條件，當(dāng)一個(gè)傳輸時(shí)隙同時(shí)滿足以下四個(gè)獨(dú)立條件時(shí)，一個(gè)LoRa 數(shù)據(jù)幀才能通過NP-CSMA 協(xié)議成功傳輸。

1）在當(dāng)前傳輸時(shí)隙的最初TCAD期間，沒有任何節(jié)點(diǎn)進(jìn)行傳輸，即在TCAD時(shí)間內(nèi)，信道為空閑狀態(tài)。因此，假設(shè)TCAD內(nèi)的傳輸數(shù)據(jù)包數(shù)量的平均值為GCAD，G表示為Tdata內(nèi)所有終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送數(shù)據(jù)包數(shù)量的平均值，GCAD可以表示為式（22），條件1 的概率可表示為式（23）：

2）考慮到隱蔽站點(diǎn)問題，當(dāng)前傳輸時(shí)隙的最初TCAD期間，除了要保證信道空閑，同時(shí)也要保證隱蔽站點(diǎn)沒有進(jìn)行任何數(shù)據(jù)的傳輸。假設(shè)隱蔽終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量與總節(jié)點(diǎn)數(shù)量比率為ρ，此外，為了簡單起見，并假設(shè)所有的終端節(jié)點(diǎn)觀察到的比率ρ都相同，那么這個(gè)條件滿足的概率為：

3）依據(jù)圖9 中NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)度過程，當(dāng)終端節(jié)點(diǎn)通過CAD 模式維持一個(gè)TCAD并完成信道監(jiān)聽后，終端節(jié)點(diǎn)在發(fā)送數(shù)據(jù)幀開始時(shí)，需要確保當(dāng)前隱蔽節(jié)點(diǎn)嘗試傳輸數(shù)據(jù)的數(shù)量為零，以避免隱蔽節(jié)點(diǎn)的傳輸造成信號(hào)沖突。所以這個(gè)條件滿足的概率是：

4）由于終端節(jié)點(diǎn)只有監(jiān)聽到信道空閑后，才會(huì)進(jìn)行數(shù)據(jù)的傳輸，因此假設(shè)pfree是LoRa 終端在CAD 檢測后發(fā)現(xiàn)信道空閑的概率。而這個(gè)概率又可表示為pfree=1 -pbusy，其中pbusy是檢測到一個(gè)正在進(jìn)行傳輸?shù)母怕?，即一個(gè)非隱蔽終端正在傳輸幀的概率。這個(gè)概率可以近似為pbusy≈ntxptx，ptx是在一次CAD 檢測后至少進(jìn)行一次傳輸?shù)母怕?，ntx是一個(gè)幀傳輸?shù)拈L度Tdata可以被TCAD整除的數(shù)值。假設(shè)一旦終端節(jié)點(diǎn)在一個(gè)TCAD時(shí)間段中傳輸了一個(gè)幀，在接下來的時(shí)間段中（Tdata可以看成由ntx個(gè)TCAD組成）任何其他傳輸將被取消。如果信道空閑（概率同樣為pfree），并且在一個(gè)TCAD時(shí)間段至少有一次來自非隱蔽終端的傳輸，那么ptx=pfree?而由于ntx=Tdata/TCAD，pfree可以表示為式（26）：

假設(shè)psucc_NP-CSMA為NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中成功傳輸?shù)母怕剩琾succ_NP-CSMA=p1p2p3pfree，根據(jù)式（21）中LoRaWAN 成功傳輸概率的計(jì)算公式，LoRa 終端通過NP-CSMA 協(xié)議的成功傳輸概率可表示為式（28）。

對(duì)于LoRaWAN 和NP-CSMA 的理論信道利用率性能，本文分別給出了LoRaWAN 和NP-CSMA 的理論P(yáng)DR 性能。依據(jù)S=Psucc?G，LoRaWAN 和NP-CSMA 的信道利用率理論值可分別表示為式（29）和式（30）：

4 仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

為了分析NP-CAMA 對(duì)LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性的影響，本文利用NS3 仿真平臺(tái)，將LoRaWAN 與NP-CSMA 構(gòu)建的LoRa 網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行了模擬，并針對(duì)不同的網(wǎng)絡(luò)通信負(fù)載情況，對(duì)PDR、信道利用率、時(shí)延以及能耗進(jìn)行比較，這些網(wǎng)絡(luò)性能指標(biāo)通常是針對(duì)單個(gè)信道或單個(gè)SF下的比較。本文中NP-CMSA 并沒有采用確認(rèn)機(jī)制，也就是說終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送非確認(rèn)型信息；而LoRaWAN 在實(shí)際應(yīng)用中，上行數(shù)據(jù)流通常為確認(rèn)型消息類型，通過重傳的方式提高網(wǎng)絡(luò)的服務(wù)質(zhì)量，所以本文也增加了與確認(rèn)型LoRaWAN 的比較。

4.1 實(shí)驗(yàn)設(shè)置

本文的仿真場景由一個(gè)配備SX1301 模塊、天線高度為15 m 的網(wǎng)關(guān)和若干個(gè)配備SX1272 模塊、天線高度為1 m 的終端節(jié)點(diǎn)組成，終端節(jié)點(diǎn)的位置隨機(jī)散落在由網(wǎng)關(guān)為中心組成的圓形區(qū)域內(nèi)。在該場景中，本文采用基于真實(shí)城市環(huán)境中測量得到的Okumura-Hata 模型模擬信號(hào)傳輸過程的損耗［9］，傳播損耗公式如式（31）所示，其中：f為LoRa 設(shè)備使用的頻段，單位為MHz；Hgateway為LoRa 網(wǎng)關(guān)的天線高度，單位為m；dl為網(wǎng)關(guān)與LoRa 終端節(jié)點(diǎn)之間的距離，單位為km；HED為LoRa 終端節(jié)點(diǎn)的天線高度，單位為m。對(duì)于仿真場景中的圓形區(qū)域半徑，為了避免終端節(jié)點(diǎn)位置的隨機(jī)性導(dǎo)致實(shí)驗(yàn)結(jié)果差異較大，本文在測試單個(gè)SF下的數(shù)據(jù)包交付率、信道利用率、時(shí)延和能耗都是基于理想條件下，也就是對(duì)單個(gè)終端節(jié)點(diǎn)而言，在不存在干擾的情況下，節(jié)點(diǎn)發(fā)送的任何數(shù)據(jù)包接收機(jī)都能正確接收。信號(hào)強(qiáng)度計(jì)算公式如式（32）所示，其中：Ptx為信號(hào)發(fā)送功率，Gtx為發(fā)送器天線增益，Grc為接收器天線增益，PL為傳播損耗，NF為接收器噪聲系數(shù)（也稱饋線損耗），M為鏈路裕度；Prc與Ptx的單位為dBm，Gtx、Grc、PL、NF與M的單位是dB。

假設(shè)式（32）中Ptx=14，Gtx+Grc-NF-M=-4，依據(jù)文獻(xiàn)［2］中給出的SX1301 接收靈敏度閾值，可以計(jì)算出SF=7在470 MHz 頻段下的覆蓋范圍大約為2 640 m，因此本文設(shè)定節(jié)點(diǎn)隨機(jī)散落的圓形區(qū)域半徑為2 km，以保證節(jié)點(diǎn)處于理想條件，圖10 是400 個(gè)終端節(jié)點(diǎn)在該圓形區(qū)域的分布情況。在仿真模擬中，不存在數(shù)據(jù)包本身丟失信息導(dǎo)致誤碼的情況。另外，對(duì)LoRaWAN 和NP-CSMA 的差異比較需要合理控制仿真變量，表3 為基本參數(shù)設(shè)置，每個(gè)模擬運(yùn)行時(shí)間為2 h，終端設(shè)備的終端地址按順序方式分配，終端設(shè)備的傳輸時(shí)間均勻分布在0 到1.2 倍的發(fā)送周期之間，為了盡量避免模擬結(jié)果具有隨機(jī)性，模擬使用不同的隨機(jī)流運(yùn)行10 次，對(duì)模擬結(jié)果取平均值。

表3 基本仿真參數(shù)Tab.3 Basic simulation parameters

圖10 400個(gè)終端節(jié)點(diǎn)在半徑為2 km圓形區(qū)域的分布情況Fig.10 Distribution of 400 terminal nodes in circular area with radius of 2 km

由于協(xié)議類型的不同，仿真參數(shù)具有一定差別。表4 列出了LoRaWAN 和NP-CSMA 在測試數(shù)據(jù)包交付率、信道利用率、時(shí)延和能耗的仿真實(shí)驗(yàn)參數(shù)。假設(shè)在NP-CSMA 構(gòu)建的LoRa 網(wǎng)絡(luò)中，終端節(jié)點(diǎn)偵聽信道時(shí)所需的功耗與接收信號(hào)所消耗的功率相同，因此終端節(jié)點(diǎn)維持CAD 模式所消耗的能耗如式（33）所示。此外，為了保證LoRaWAN 和NP-CSMA網(wǎng)絡(luò)中的終端設(shè)備的數(shù)據(jù)發(fā)送周期都恰好滿足1%的占空比，本文將數(shù)據(jù)周期設(shè)置為100Tdata，那么SF不同、物理（Physical，PHY）層負(fù)載大小不同會(huì)使數(shù)據(jù)的發(fā)送周期長度發(fā)生變化。實(shí)際上采用上述方式?jīng)Q定數(shù)據(jù)發(fā)送周期有利于LoRaWAN、NP-CSMA，因?yàn)樵诰W(wǎng)絡(luò)容納節(jié)點(diǎn)數(shù)量相同的情況下，對(duì)單個(gè)上行鏈路而言，固定的數(shù)據(jù)發(fā)送周期會(huì)使高SF比低SF表現(xiàn)出更大的信號(hào)沖突概率，導(dǎo)致更高SF下的網(wǎng)絡(luò)具有相對(duì)較低的性能。

表4 LoRaWAN和NP-CSMA仿真實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.4 LoRaWAN and NP-CSMA simulation experimental parameters

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.2.1 數(shù)據(jù)包交付率（PDR）

仿真實(shí)驗(yàn)過程中，數(shù)據(jù)包的傳輸不存在接收機(jī)誤碼。那么在理想的網(wǎng)絡(luò)環(huán)境條件下，信號(hào)的沖突是影響網(wǎng)絡(luò)PDR的唯一因素。依據(jù)式（18）中G的計(jì)算公式，當(dāng)空中傳輸時(shí)間與發(fā)送周期比值不變時(shí)，在相同節(jié)點(diǎn)數(shù)量情況下，無論是非確認(rèn)型LoRaWAN 還是非確認(rèn)型NP-CSMA，它們?cè)诓煌L度的空中傳輸時(shí)間下具有相同的PDR。

為了驗(yàn)證這點(diǎn)，本文分別針對(duì)SF=7 和SF=10，在MAC 層有效載荷MACPayload=50 B 的情況下進(jìn)行分析，從圖11 可以看出非確認(rèn)型LoRaWAN 與NP-CSMA 在SF=7 和10 表現(xiàn)出的PDR 曲線幾乎重合，同時(shí)非確認(rèn)型LoRaWAN 也與理論的ALOHA 幾乎具有相同的PDR。NP-CSMA 的PDR 性能與理論P(yáng)DR 性能存在一些差異，這是因?yàn)橥ǔ７治鯟SMA 理論性能總是以最大通信負(fù)載率進(jìn)行衡量［29-30］，而在仿真實(shí)驗(yàn)中，在1 個(gè)發(fā)送周期內(nèi)，嘗試傳輸?shù)慕K端節(jié)點(diǎn)數(shù)往往因退避的原因會(huì)小于理論的通信負(fù)載，因此數(shù)據(jù)發(fā)生沖突的概率會(huì)小于理論情況。但隨著終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量的增加，仿真中NP-CSMA的PDR 性能會(huì)逐漸接近理論P(yáng)DR 值。此外，在實(shí)際應(yīng)用中，由于捕獲效應(yīng)的存在，非確認(rèn)型LoRaWAN 的PDR 會(huì)略高于圖11 中的結(jié)果［33］。但隨著終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量的增加，最終它的PDR 仍然幾乎為0。

圖11 隨著終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量的增加，在單信道和MACPayload=50 B的情況下，LoRaWAN、NP-CSMA在SF=7，10下的PDRFig.11 With increase of node number，PDR of LoRaWAN，NP-CSMA with SF=7，10 under conditions of single channel and MACPayload=50 B

而與非確認(rèn)型LoRaWAN 不同，確認(rèn)型LoRaWAN 無論SF=7 還是10，當(dāng)網(wǎng)絡(luò)負(fù)載較低時(shí)，它的PDR 都比非確認(rèn)型LoRaWAN 高3～10 個(gè)百分點(diǎn)。確認(rèn)型LoRaWAN 在負(fù)載較低時(shí)，SF=10 下的PDR 比SF=7 高3～6 個(gè)百分點(diǎn)；在負(fù)載較高時(shí)，SF=10 下的PDR 相較于SF=7 會(huì)急速退化為非確認(rèn)型LoRaWAN。這是因?yàn)镾F越大，空中傳輸時(shí)間越長，重傳時(shí)沖突概率越大，平均重傳次數(shù)增加，且SF=7 時(shí)的發(fā)包數(shù)量大于SF=10，因此高負(fù)載下確認(rèn)型LoRaWAN 在SF=7 時(shí)要優(yōu)于SF=10 的PDR。但無論是確認(rèn)型LoRaWAN 還是非確認(rèn)型LoRaWAN，隨著網(wǎng)絡(luò)容納節(jié)點(diǎn)數(shù)的增加，NP-CSMA 顯然能提供更好的PDR，尤其當(dāng)網(wǎng)絡(luò)容納100 個(gè)節(jié)點(diǎn)時(shí)，或者說網(wǎng)絡(luò)通信負(fù)載率為1 時(shí)，NP-CSMA 的仿真PDR 性能比LoRaWAN高58.09%。

4.2.2 信道利用率

從時(shí)間層面上，信道利用率是反映終端節(jié)點(diǎn)在一個(gè)發(fā)送周期的時(shí)間內(nèi)，成功發(fā)送數(shù)據(jù)所需要的時(shí)間占整個(gè)發(fā)送周期的比率。假定終端節(jié)點(diǎn)的發(fā)送周期通過式（34）度量，其中T為終端節(jié)點(diǎn)運(yùn)行時(shí)間，ni_sent表示終端節(jié)點(diǎn)i在時(shí)間T內(nèi)發(fā)送的數(shù)據(jù)包數(shù)量，式（34）中終端節(jié)點(diǎn)運(yùn)行時(shí)間T應(yīng)滿足足夠大的情況，從而減小計(jì)算出的結(jié)果與實(shí)際發(fā)送周期的誤差，而依據(jù)信道利用率計(jì)算公式S=Psucc?G，因此信道利用率又可表示為式（35）。

其中：Psucc即PDR，是網(wǎng)關(guān)成功接收的數(shù)據(jù)包數(shù)量與所有終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送數(shù)據(jù)包數(shù)量的比值，當(dāng)式（35）中每個(gè)終端節(jié)點(diǎn)具有相同的發(fā)送時(shí)間ti，那么該等式可以等價(jià)于式（36）。ni_received表示終端節(jié)點(diǎn)i被成功接收的數(shù)據(jù)包數(shù)量。實(shí)際上，根據(jù)信道利用率的概念，式（36）同樣適用于終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送數(shù)據(jù)包時(shí)間不等的情況。

由于終端節(jié)點(diǎn)在一段時(shí)間內(nèi)的發(fā)包頻率與發(fā)送周期成正比，從式（36）可以看出，數(shù)據(jù)包發(fā)送時(shí)長和發(fā)送周期會(huì)影響信道利用率。在本文的仿真實(shí)驗(yàn)中，同一SF的一組節(jié)點(diǎn)具有相同的空中傳輸時(shí)間和發(fā)送周期，假設(shè)在單信道下所有終端節(jié)點(diǎn)在時(shí)間Tsimulation內(nèi)發(fā)送包總數(shù)和被成功接收包總數(shù)分別記為Nsent和Nreceived，那么LoRaWAN 和NP-CSMA 的信道利用率可以通過式（37）進(jìn)行計(jì)算。

在4.2.1 節(jié)中，本文驗(yàn)證了當(dāng)空中傳輸時(shí)間與發(fā)送周期比值相同時(shí)，非確認(rèn)型LoRaWAN 和NP-CSMA 在SF為7 和10時(shí)幾乎具有相同的PDR，這意味著相同的情況下，非確認(rèn)型LoRaWAN 和NP-CSMA 的信道利用率在SF為7 和10 時(shí)幾乎相同，圖12 呈現(xiàn)了這一結(jié)果。

圖12 隨著終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量的增加，在單信道和MACPayload=50 B的情況下，LoRaWAN、NP-CSMA在SF=7，10下的信道利用率Fig.12 With increase of node number，channel utilization of LoRaWAN，NP-CSMA with SF=7，10 under conditions of single channel and MACPayload=50 B

主要原因是在實(shí)驗(yàn)過程中，信號(hào)在這兩種不同SF下發(fā)生的碰撞概率略微不同，NP-CSMA 在終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量相同時(shí)，SF=7 和10 會(huì)表現(xiàn)出相同的信道利用率。此外，從圖12 來看，NP-CSMA 仿真中的信道利用率性能會(huì)相對(duì)低于理論值，因?yàn)榉抡鎸?shí)驗(yàn)中NP-CSMA 的終端節(jié)點(diǎn)因退避的原因使得在一發(fā)送周期內(nèi)傳輸數(shù)據(jù)包的次數(shù)會(huì)小于理論值。而對(duì)于確認(rèn)型LoRaWAN 來說，SF越大，重傳時(shí)沖突概率越大，重傳次數(shù)增加，因此SF=7 下的信道利用率總是大于SF=10 下的信道利用率，但隨著網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)密度的增加，丟包率的升高，信道利用率將會(huì)逐漸趨近于0。從圖12 可以看出，NP-CSMA 與LoRaWAN 相比，相同節(jié)點(diǎn)數(shù)量的情況下，NP-CSMA 在SF=7和SF=10 的信道利用率明顯高于非確認(rèn)型LoRaWAN 和確認(rèn)型LoRaWAN，尤其是與LoRaWAN 的飽和信道利用率18.8%相比，NP-CSMA 的飽和信道利用率將近達(dá)到59.2%，提高了214.9%。這與圖中給出的理論值相差不大。而且在信道利用率同等處于飽和狀態(tài)下，NP-CSMA 容納的終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量也大于LoRaWAN，容納的節(jié)點(diǎn)數(shù)增加了60.0%。

4.2.3 時(shí)延

網(wǎng)絡(luò)時(shí)延包含4 個(gè)部分：傳播時(shí)延、處理時(shí)延、發(fā)送時(shí)延和等待時(shí)延。在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中，通常數(shù)據(jù)的傳播和處理具有極小的延遲，因此本文在研究LoRaWAN 和NP-CSMA 的時(shí)延過程中，傳播時(shí)延和處理時(shí)延可忽略不計(jì)。對(duì)于非確認(rèn)型LoRaWAN，網(wǎng)絡(luò)時(shí)延主要有數(shù)據(jù)傳輸過程引起的發(fā)送時(shí)延和占空比限制引起的等待時(shí)延。由于占空比的存在，連續(xù)兩次的數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r(shí)間節(jié)點(diǎn)會(huì)存在兩種情況：占空比限制前和占空比限制后。假定終端節(jié)點(diǎn)生成消息的時(shí)間符合均勻分布，對(duì)于傳輸時(shí)間發(fā)生在占空比限制前的數(shù)據(jù)包來說，它的平均延遲即為占空比限制的中值，而本文中終端節(jié)點(diǎn)生成消息時(shí)間發(fā)生在1.2 倍的發(fā)送周期內(nèi)，也就是說非確認(rèn)型LoRaWAN 由占空比限制引起的總體平均延遲為100Tdata/2.4。但由于實(shí)際中終端節(jié)點(diǎn)生成消息具有較強(qiáng)的隨機(jī)性，為了降低協(xié)議間比較的復(fù)雜性，在測試確認(rèn)型LoRaWAN 和NP-CSMA 的時(shí)延的過程中暫不考慮由占空比導(dǎo)致的延遲。

圖13 是基于兩種數(shù)據(jù)包負(fù)載長度，對(duì)確認(rèn)型LoRaWAN和NP-CSMA 在SF=7 和SF=10 下的時(shí)延進(jìn)行仿真的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。在圖13 中，由于確認(rèn)型LoRaWAN 的終端節(jié)點(diǎn)的每次傳輸都具有獨(dú)立性，對(duì)于每個(gè)數(shù)據(jù)包來說，無論是否發(fā)生重傳，它被成功接收的概率都可表示為e-2G，當(dāng)然數(shù)據(jù)包重傳發(fā)生的概率取決于前一次傳輸過程中是否被正確接收的概率。當(dāng)數(shù)據(jù)包發(fā)生重傳后，網(wǎng)絡(luò)通信負(fù)載G可能增大也可能減少，這導(dǎo)致被成功接收的數(shù)據(jù)包中發(fā)生重傳的占比具有隨機(jī)性。而確認(rèn)型LoRaWAN 在不考慮占空比導(dǎo)致的延遲情況下，它的網(wǎng)絡(luò)時(shí)延主要為重傳導(dǎo)致的延遲，在SF=7 和SF=10的平均時(shí)延曲線是一種隨機(jī)狀態(tài)。對(duì)于MACPayload=30 B和MACPayload=50 B 的數(shù)據(jù)包發(fā)生8 次重傳時(shí)，它們的延遲將分別達(dá)到360 s 和490 s。與確認(rèn)型LoRaWAN 不同，在NPCSMA 中，當(dāng)終端節(jié)點(diǎn)檢測到信道繁忙時(shí)，會(huì)隨機(jī)退避一段時(shí)間，然后重傳數(shù)據(jù)包，從而降低信號(hào)沖突的概率；退避次數(shù)的增加會(huì)使終端節(jié)點(diǎn)選擇退避時(shí)間的空間增大，終端節(jié)點(diǎn)選擇相同退避時(shí)間的情況減少，從而進(jìn)一步降低信號(hào)沖突的概率。當(dāng)NP-CSMA 部署更多終端節(jié)點(diǎn)時(shí)，由于信號(hào)發(fā)生沖突的概率增加，被成功接收的信號(hào)中發(fā)生重傳的占比也就越大，且平均重傳次數(shù)也會(huì)越多，使得退避導(dǎo)致的等待時(shí)延越大，因此在圖13 中，NP-CSMA 在SF=7 和SF=10 的平均時(shí)延會(huì)隨著終端節(jié)點(diǎn)數(shù)量的增加而增加。當(dāng)網(wǎng)絡(luò)通信負(fù)載很高時(shí)，NP-CSMA 的平均時(shí)延不如非確認(rèn)型LoRaWAN，原因是本文在設(shè)計(jì)NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)度策略時(shí)，擴(kuò)大了節(jié)點(diǎn)的退避選擇空間，從而增加NP-CSMA 的PDR 性能；另一方面，則是由于確認(rèn)型LoRaWAN 在網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)密度較大時(shí)，成功接收的數(shù)據(jù)包中重傳的占比很小，而NP-CSMA 中成功接收的數(shù)據(jù)包中重傳的占比卻隨著節(jié)點(diǎn)數(shù)量的增加而增加。這也導(dǎo)致NP-CSMA 在網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)密度很大時(shí)，它的平均時(shí)延會(huì)表現(xiàn)得比非確認(rèn)型LoRaWAN 差。在圖13 中，當(dāng)節(jié)點(diǎn)數(shù)小于170 時(shí)，即G=1.7 時(shí)，NP-CSMA 在SF=7 和SF=10 的平均時(shí)延都要優(yōu)于確認(rèn)型LoRaWAN，尤其是節(jié)點(diǎn)數(shù)量小于100 時(shí)。

圖13 基于MACPayload=30，50 B兩種數(shù)據(jù)包負(fù)載長度，確認(rèn)型LoRaWAN和NP-CSMA在SF=7，10下的平均時(shí)延Fig.13 Average latency of confirmed LoRaWAN and NP-CSMA with SF=7，10 based on two packet load lengths of MACPayload=30，50 B

4.2.4 能耗

為更好地比較LoRaWAN 和NP-CSMA 的能耗，本文對(duì)終端節(jié)點(diǎn)每次發(fā)送數(shù)據(jù)包所需的平均能耗進(jìn)行分析。與非確認(rèn)型LoRaWAN 相比，在NP-CSMA 中，終端節(jié)點(diǎn)在每次傳輸前需要額外消耗能量用于信道檢測，該能耗的大小取決于終端節(jié)點(diǎn)CAD 持續(xù)時(shí)間；此外，對(duì)于終端節(jié)點(diǎn)在退避期間進(jìn)入睡眠狀態(tài)所消耗的能量可以忽略不計(jì)。在確認(rèn)型LoRaWAN中，終端設(shè)備在發(fā)送完數(shù)據(jù)包后，需要開啟一個(gè)短接窗口RX1/RX2 接收來自網(wǎng)關(guān)的確認(rèn)信息［19］。在LoRaWAN 規(guī)范中，來自下行鏈路的確認(rèn)信息使用的速率通常與確認(rèn)型LoRaWAN 終端設(shè)備在上行鏈路中傳輸時(shí)使用的速率相同。

圖14 是LoRaWAN 和NP-CSMA 的終端節(jié)點(diǎn)分別在SF=7，10 下發(fā)送一個(gè)MACPayload=50 B 的數(shù)據(jù)包的平均能耗。假定以非確認(rèn)型LoRaWAN 在SF=7 和SF=10 的平均能耗作為準(zhǔn)線，非確認(rèn)型LoRaWAN 節(jié)點(diǎn)在SF=7 和SF=10 下分別消耗9.54 mJ 和57.2 mJ 用于一次數(shù)據(jù)包的傳輸。確認(rèn)型LoRaWAN 在SF=7 和SF=10 下需額外消耗1.5 mJ 和6 mJ 左右的能量接收來自網(wǎng)關(guān)的確認(rèn)消息。而NP-CSMA 與非確認(rèn)型LoRaWAN 相比，由于終端節(jié)點(diǎn)在轉(zhuǎn)換CAD 模式后，僅需維持較短的時(shí)間就能完成對(duì)信道狀態(tài)的檢測，因此兩者在SF=7 和SF=10 下發(fā)送一次數(shù)據(jù)包的平均能耗差異較小。SF越大，終端節(jié)點(diǎn)轉(zhuǎn)換為CAD 模式的持續(xù)時(shí)間也會(huì)越長，所以NP-CSMA 的節(jié)點(diǎn)在SF=10 下CAD 模式所消耗的能量大于SF=7。節(jié)點(diǎn)密度較大時(shí)，由于沖突概率的增加，終端節(jié)點(diǎn)檢測信道的頻率也會(huì)增加，因此NP-CSMA 下的終端節(jié)點(diǎn)完成一次數(shù)據(jù)的傳輸消耗的能量也相對(duì)較多。NP-CSMA 的終端節(jié)點(diǎn)在SF=7 和SF=10 的條件下，CAD 模式造成的能耗大約為0.2～0.5 mJ 和0.9～3.5 mJ，比確認(rèn)型LoRaWAN 降低了1.0～1.3 mJ 和2.5～5.1 mJ。此外，從PDR 性能層面考慮，確認(rèn)型LoRaWAN 無法通過額外的能耗獲得較好的PDR 性能，而NP-CSMA 卻能用相對(duì)較低的額外能耗換取PDR 性能；如果對(duì)被網(wǎng)關(guān)成功接收的數(shù)據(jù)包所消耗的平均能耗進(jìn)行比較，在LoRaWAN 中重傳導(dǎo)致的能耗可能會(huì)比NP-CSMA 終端節(jié)點(diǎn)重傳過程以及CAD 模式所需的能耗更高。

圖14 LoRaWAN、NP-CSMA的終端節(jié)點(diǎn)在SF=7和10下發(fā)送一個(gè)MACPayload=50 B的數(shù)據(jù)包所需的平均能耗Fig.14 Average energy consumption of a single packet with MACPayload=50 B sent by terminal node of LoRaWAN，NP-CSMA at SF=7，10

5 結(jié)語

受限于遠(yuǎn)近條件和多個(gè)信號(hào)存在發(fā)生碰撞的可能，當(dāng)LoRa 網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)密度較大時(shí)，SF之間不完全正交性將無法抑制它們之間的信號(hào)干擾。因此為了減少LoRaWAN 中基于ALOHA 的傳輸調(diào)度方式和SF之間的不完全正交性所導(dǎo)致的同SF干擾和SF間干擾對(duì)LoRa 網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展性的影響，本文提出了用NP-CSMA 協(xié)議替代LoRaWAN 中隨機(jī)調(diào)度協(xié)議ALOHA，通過LBT 機(jī)制盡量減少共信道同SF信號(hào)沖突的概率；而不同SF之間的傳輸，則為每個(gè)SF分配唯一的信道，使多種SF不同的信號(hào)傳輸分別容納在單獨(dú)的信道中的方式來避免SF間的干擾。為了分析NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的性能，通過理論分析和利用NS3 仿真平臺(tái)對(duì)NP-CSMA 與LoRaWAN 進(jìn)行了比較。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在相同的條件下，雖然NP-CSMA 中的LoRa 節(jié)點(diǎn)需要消耗一定的能耗維持CAD模式用于信道檢測，但與確認(rèn)型LoRaWAN 相比，NP-CSMA能通過犧牲更低的額外能耗提供更好的PDR 性能，而且它的飽和信道利用率明顯高于LoRaWAN。對(duì)于NP-CSMA 的時(shí)延，從網(wǎng)絡(luò)服務(wù)質(zhì)量考慮，NP-CSMA 雖然在高密度節(jié)點(diǎn)網(wǎng)絡(luò)中表現(xiàn)出的平均時(shí)延不如確認(rèn)型LoRaWAN，但NP-CSMA卻能通過退避機(jī)制降低分組丟包率，減少了重傳導(dǎo)致延遲的增加；而且NP-CSMA 在網(wǎng)絡(luò)中等通信負(fù)載情況下，它的平均時(shí)延優(yōu)于確認(rèn)型LoRaWAN，可以為LoRa 網(wǎng)絡(luò)提供更好的服務(wù)質(zhì)量，說明NP-CSMA 可以提高LoRa 網(wǎng)絡(luò)的擴(kuò)展性。對(duì)于后續(xù)的工作，將會(huì)對(duì)NP-CSMA 運(yùn)用于LoRa 網(wǎng)絡(luò)中在捕獲效應(yīng)條件下的性能和并行傳輸?shù)男阅苓M(jìn)行詳細(xì)的研究，以及通過硬件平臺(tái)去進(jìn)一步分析NP-CSMA 在LoRa 網(wǎng)絡(luò)中的可行性。