C 波段無(wú)源雙平衡混頻器的設(shè)計(jì)與分析

杜興宇

（電子科技大學(xué)，四川成都，611731）

0 引言

混頻器是射頻收發(fā)系統(tǒng)中的重要組成部分，一般位于系統(tǒng)前端，在信號(hào)的收發(fā)過(guò)程中實(shí)現(xiàn)射頻信號(hào)和中頻信號(hào)間的相互轉(zhuǎn)換，其混頻特性的好壞以及線性指標(biāo)的優(yōu)劣對(duì)整個(gè)收發(fā)鏈路都有著很大影響。隨著無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展，對(duì)通信系統(tǒng)各部件的性能指標(biāo)、生產(chǎn)成本等要求也越來(lái)越高，如今對(duì)混頻器的研究趨勢(shì)正在向高線性度和高集成度等方向發(fā)展[1]。雙平衡結(jié)構(gòu)是如今應(yīng)用最廣泛、實(shí)用性最強(qiáng)的混頻器類型之一，電路主要由平衡-非平衡轉(zhuǎn)換電路（巴倫）和串聯(lián)二極管環(huán)路組成，相較于其他傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)，雙平衡混頻器具有較寬的工作頻帶、較好的線性度以及很高的隔離度等優(yōu)勢(shì)。本文選用穩(wěn)懋0.15μm GaAs pHEMT 工藝套件，設(shè)計(jì)了一款工作在C波段的無(wú)源雙平衡混頻器芯片，在變頻損耗、隔離度和中頻帶寬以及1dB 壓縮點(diǎn)等主要指標(biāo)較好的同時(shí)，將芯片面積控制在了1000μm×700μm 以內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了低成本的目標(biāo)。

1 雙平衡混頻器工作原理

常見(jiàn)的混頻器結(jié)構(gòu)包括單端混頻器、單平衡混頻器、雙平衡混頻器以及雙雙平衡混頻器等類型。其中雙平衡混頻器在保持高性能的前提下還能實(shí)現(xiàn)較低的成本，因此被廣泛使用。其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 雙平衡混頻器原理圖

中間是由四個(gè)參數(shù)規(guī)格完全一致的二極管首尾連接形成的環(huán)路，通過(guò)二極管本身的非線性特性實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的混頻功能；兩側(cè)分別是射頻端和本振端的巴倫器件，用于實(shí)現(xiàn)由非平衡信號(hào)到平衡信號(hào)的轉(zhuǎn)換。轉(zhuǎn)換后的射頻信號(hào)和本振信號(hào)分別接入二極管環(huán)路中的四個(gè)對(duì)稱節(jié)點(diǎn)，經(jīng)過(guò)混頻網(wǎng)絡(luò)作用后，產(chǎn)生的中頻信號(hào)由射頻端巴倫引出。整體結(jié)構(gòu)高度對(duì)稱，因此該結(jié)構(gòu)理論上信號(hào)端口間具有很高的隔離度[2]，能有效減少端口間信號(hào)竄擾的影響。

基于圖1 電路結(jié)構(gòu)分析目標(biāo)參量，射頻端輸入信號(hào)和本振端輸入信號(hào)分別表示為VRFcos(ωRFt)和VLOcos(ωLOt)。由非線性電路特性原理分析中頻輸出電流展開(kāi)式為：

因此經(jīng)過(guò)混頻網(wǎng)絡(luò)所產(chǎn)生的輸出信號(hào)中除目標(biāo)下變頻分量 ωIF=ωLO-ωRF外，只包含奇次諧波的和差形式組合，而偶次諧波的組合分量被全部抵消[3]。

2 混頻電路設(shè)計(jì)

■2.1 二極管環(huán)路

混頻網(wǎng)絡(luò)中的二極管環(huán)路是電路實(shí)現(xiàn)其混頻功能的核心，并且混頻電路整體的變頻損耗也有很大一部分來(lái)自二極管元件，因此其規(guī)格參數(shù)選取非常重要。二極管所產(chǎn)生的變頻損耗可由下式計(jì)算。

其中PD表示變頻損耗，T表示元器件正常工作的一個(gè)時(shí)間周期，VF表示其導(dǎo)通壓降，iF表示其導(dǎo)通電流。當(dāng)二極管柵寬越大時(shí)，積分項(xiàng)中V、i兩項(xiàng)的乘積就會(huì)越小，因此所產(chǎn)生的損耗也就越小，但當(dāng)柵寬過(guò)大時(shí)則會(huì)引起頻段產(chǎn)生偏移量[4]，所以相關(guān)參數(shù)應(yīng)當(dāng)在合理的范圍內(nèi)取值。本文所選用的二極管參數(shù)為：柵指數(shù)為4，柵寬為50μm。二極管模型如圖2 所示。

圖2 二極管參數(shù)

■2.2 巴倫的設(shè)計(jì)

巴倫是混頻網(wǎng)絡(luò)中實(shí)現(xiàn)由非平衡信號(hào)到平衡信號(hào)的轉(zhuǎn)換的器件，在雙平衡混頻器中將射頻信號(hào)和本振信號(hào)分別轉(zhuǎn)化為幅度值相等、相位相反的平衡信號(hào)，然后加載到二極管環(huán)路中的四個(gè)節(jié)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)混頻功能，巴倫器件的平衡特性以及插入損耗、歐姆損耗對(duì)混頻器的整體指標(biāo)非常重要。常見(jiàn)的巴倫結(jié)構(gòu)包括marchand 結(jié)構(gòu)、平行線結(jié)構(gòu)和變壓器式的結(jié)構(gòu)，前兩種結(jié)構(gòu)組成中都包括四分之一波長(zhǎng)線，在頻段低時(shí)需要很大的面積尺寸，因此不適用于低成本設(shè)計(jì)。本文所采用的平面螺旋巴倫是基于變壓器式的結(jié)構(gòu)，由兩組平行耦合的螺旋微帶線組成，具有寬帶、低損、節(jié)省面積以及耦合度高等特點(diǎn)。

影響巴倫性能指標(biāo)及頻率特性的主要是其螺旋結(jié)構(gòu)中的各項(xiàng)幾何參數(shù)，包括螺旋線的總長(zhǎng)度、寬度、間距、線圈直徑和匝數(shù)。其中，螺旋線的總長(zhǎng)度和巴倫的工作頻段有關(guān)，基本成反比例關(guān)系，因此在較低的頻段需要相對(duì)較長(zhǎng)的耦合線，會(huì)增大線圈的歐姆損耗；線的寬度變窄也會(huì)增大線圈的歐姆損耗以及巴倫的插入損耗，但在一定程度上會(huì)增強(qiáng)線圈內(nèi)部的耦合，而線寬太寬時(shí)由于趨膚效應(yīng)的影響，又會(huì)增大插入損耗；線間距越小，線圈耦合度越高，插入損耗越低，因此最容易確定；線圈內(nèi)徑加寬會(huì)導(dǎo)致耦合變?nèi)?，插入損耗變大，而變窄則會(huì)產(chǎn)生渦流損耗增大插損[5]。同時(shí)，這些幾何參數(shù)共同決定了螺旋結(jié)構(gòu)的尺寸。巴倫器件的Q 值可以通過(guò)上述參數(shù)計(jì)算，近似為[6]：

其中，L為螺旋線的總長(zhǎng)度，W為寬度，S為間距，D表示線圈內(nèi)側(cè)直徑，N是線圈的匝數(shù)。

因此在設(shè)計(jì)巴倫各項(xiàng)尺寸參數(shù)時(shí)，除線間距應(yīng)取所選設(shè)計(jì)工藝所允許的最小取值之外，其余參數(shù)需根據(jù)不同指標(biāo)的優(yōu)先級(jí)綜合考慮，選取最優(yōu)值。

本文經(jīng)仿真驗(yàn)證后的巴倫尺寸參數(shù)為：線圈匝數(shù)N=4，寬度W=10μm，線間距S 為所選工藝PP15 允許的最小值5μm，內(nèi)徑D=5mμ。本振巴倫的幅度及相位特性如圖3所示。

圖3 本振巴倫幅相特性曲線

射頻巴倫的幅度及相位特性如圖4 所示。

圖4 射頻巴倫幅相特性曲線

經(jīng)仿真測(cè)試，本振端巴倫在中心頻率5.2GHz 處兩端口輸出信號(hào)間幅度差值為0.9dB，相位差值為180°，工作頻帶內(nèi)幅度最大差值為1.1dB，相位最大差值為176°；射頻端巴倫在中心頻率5.2GHz 處兩端口輸出信號(hào)間幅度差值為1.5dB，相位差值為179°，工作頻帶內(nèi)幅度最大差值為1.6dB，相位最大差值為177°。因此兩側(cè)巴倫在本設(shè)計(jì)4.5-6GHz 工作頻帶內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了較好的輸入信號(hào)等幅反相功能，符合混頻網(wǎng)絡(luò)信號(hào)對(duì)稱性要求。

3 仿真結(jié)果

本文選用WIN 的PP15-51 設(shè)計(jì)套件，混頻器芯片的整體版圖設(shè)計(jì)在ADS 仿真軟件中完成，由二極管環(huán)路、射頻和本振端巴倫、MIM 電容、地孔等部分組成，混頻器最終整體版圖如圖5 所示。

圖5 混頻器芯片整體版圖

左側(cè)、右側(cè)和下方三處PAD 分別為本振信號(hào)輸入端、射頻信號(hào)輸入端和中頻信號(hào)輸出端，芯片最終尺寸為1000μm×700μm，整體設(shè)計(jì)滿足該工藝drc 規(guī)則，可交付流片。

電磁場(chǎng)仿真環(huán)境設(shè)置為：射頻信號(hào)輸入功率為-30dBm，本振端由13dBm 電平驅(qū)動(dòng)，中頻輸出頻率固定設(shè)置為0.1GHz，端接50Ω 負(fù)載。仿真測(cè)試結(jié)果如圖6～圖8 所示。

圖6 變頻損耗

圖7 隔離度

圖8 中頻帶寬

在4.5～6GHz 工作頻率范圍內(nèi)，混頻網(wǎng)絡(luò)變頻損耗在6.8dB 以內(nèi)，中心頻率5.2GHz 處變頻損耗為6.5dB。

在4.5～6GHz 工作頻率范圍內(nèi)，本振端到射頻端隔離度大于40dB，最大可達(dá)到45dB；本振端到中頻端隔離度大于30dB，最大可達(dá)到32dB。

中頻輸出從DC 到2GHz 的范圍內(nèi)，變頻損耗均在10dB 以下。7dB 變頻損耗對(duì)應(yīng)的中頻信號(hào)輸出范圍為1GHz。

4 結(jié)論

本文基于雙平衡結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了一款工作在C 波段的無(wú)源混頻器芯片，通過(guò)內(nèi)部功能模塊參數(shù)的優(yōu)化實(shí)現(xiàn)了較好的混頻特性，經(jīng)仿真測(cè)試，變頻損耗在帶內(nèi)小于7dB，本振到射頻隔離度大于40dB，本振到中頻隔離度大于30dB，輸入1dB 壓縮點(diǎn)大于15dBm，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的合理性和可行性。整體版圖尺寸較小，利于節(jié)省成本。在后續(xù)的研究中，可以選用不同結(jié)構(gòu)巴倫進(jìn)一步優(yōu)化性能。