一種擺率可控的PD發(fā)射機模擬前端電路的設(shè)計

金克慶, 劉興輝, 趙建中, 李 智

(1.遼寧大學(xué) 物理學(xué)院,遼寧 沈陽 110036; 2.中國科學(xué)院微電子研究所 感知中心,北京 100029)

對于PD發(fā)射機的設(shè)計,文獻[5]采用2個不同電容進行充放電的擺率控制方式,具有一定的抑制EMI的作用,但由于充放電回路采用不同電容,易受制造工藝偏差影響,很難保證PD信號穩(wěn)定的邊沿時間;文獻[6]在文獻[5]的基礎(chǔ)上進行了改進,雖然通過遲滯結(jié)構(gòu)與修調(diào)的方法提升了邊沿精度,但仍然無法解決充放電電容不同帶來的工藝偏差的影響;文獻[7]采用由時鐘控制的開關(guān)電容延遲電路的方案,雖然可以做到邊沿時間精確控制,但采用修調(diào)電容的形式依然會存在工藝偏差的影響且輸出波形抗干擾能力較差?；诖?本文采用同一電流雙路對稱鏡像進行單電容充放電的設(shè)計并通過調(diào)節(jié)電流的形式進行精確的擺率控制,能有效抑制制造工藝偏差造成的影響和較高擺率產(chǎn)生的EMI問題;寬電源范圍的設(shè)計,能有效應(yīng)對電源電壓波動造成輸出波形畸變的問題;輸出級采用高增益兩級放大器以保證驅(qū)動CC線纜的能力。

1 EMI問題和電磁兼容性分析

USB PD協(xié)議常與Type-C接口配合使用,典型的24引腳 Type-C接口包含CC1和CC2共2個檢測和通信引腳。除上述的2個引腳外,其還具有高速引腳[8],特點是高速信號通信和電源通信均使用同一個連接器。

由信號與系統(tǒng)理論可知,任何信號都可分解成不同頻率的正弦信號的組合。根據(jù)傅里葉分析,當(dāng)一周期信號滿足狄里赫利條件,即在一個周期內(nèi),周期信號必須絕對可積,存在有限個極值點,且存在有限個間斷點[9],則其可以展開成傅里葉級數(shù)形式,即

(1)

其中:a0、ak為系數(shù);φk為相位;ω1=2π/T,T為周期。因此周期性方波信號的傅里葉級數(shù)為:

(2)

其中,Vtop為信號幅值。

由式(2)可知,方波信號可由正弦信號的基波與其奇次諧波疊加產(chǎn)生,且諧波個數(shù)越多越接近理想方波,為19次諧波疊加而成的方波信號,如圖1所示。

圖1 19次諧波疊加而成的方波信號

由吉布斯效應(yīng)可知,在方波的轉(zhuǎn)折處將出現(xiàn)一定的振鈴現(xiàn)象,這不利于信號的傳輸[10]。因此,PD通信中若CC接口上傳輸?shù)男盘枖[率過高,產(chǎn)生的高次諧波的幅度也會越大,其可通過線纜耦合到Type-C接口的其他傳輸線中,會對其他高速數(shù)據(jù)信號產(chǎn)生EMI而出現(xiàn)電磁兼容性(electromagnetic compatibility,EMC)問題導(dǎo)致通信失敗。于是適當(dāng)緩的信號擺率可以減小高次諧波分量和幅度,有助于抑制EMI問題而保證信號完整性[11-12]。合理的擺率控制是PD正常通信的重要前提,USB PD 3.0協(xié)議規(guī)范了其發(fā)射機信號的邊沿時間和高低電平[13]。要求CC線纜上傳輸信號的高電平VH為1.050～1.200 V,低電平VL為-0.075～0.075 V,上升時間tR和下降時間tF皆大于300 ns。

1) 實測樁土界面的土壓力和孔隙水壓力.目前研究主要是針對樁周土壓力和孔隙水壓力進行測試，而樁土界面是樁土體系的關(guān)鍵，樁土界面有效徑向壓力的變化規(guī)律有待研究.

2 PD發(fā)射機模擬前端電路的設(shè)計

PD發(fā)射機模擬前端整體電路框圖如圖2所示。主要由邊沿產(chǎn)生和擺率調(diào)節(jié)電路、緩沖和電平轉(zhuǎn)換電路、功率輸出電路3個部分組成?；竟ぷ髟頌槠秒娐贩謩e給PD發(fā)射機模擬前端電路的3個子模塊提供偏置電壓和偏置電流,數(shù)據(jù)脈沖信號加到邊沿產(chǎn)生電路來控制電容充電或放電過程,其配合擺率調(diào)節(jié)電路輸出穩(wěn)定的、擺率可控的信號,經(jīng)過緩沖和電平轉(zhuǎn)換電路轉(zhuǎn)換為峰值為1.125 V的信號,再經(jīng)過功率輸出電路輸出穩(wěn)定的、具有強驅(qū)動能力的PD通信信號。

圖2 USB PD發(fā)射機整體電路框圖

2.1 邊沿產(chǎn)生和擺率調(diào)節(jié)電路

邊沿產(chǎn)生和擺率調(diào)節(jié)電路如圖3所示。采用同一電流雙路對稱鏡像的方式進行單電容充電或放電過程,充放電回路采用同一電容保證了信號上升和下降的擺率恒定,既可以有效抑制傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中不同電容由于制造工藝偏差導(dǎo)致邊沿時間不對稱的影響,也可以抑制信號擺率過高而產(chǎn)生EMI現(xiàn)象導(dǎo)致的EMC問題;同一電流鏡像的設(shè)計可以防止脈沖數(shù)據(jù)信號直接施加到開關(guān)上出現(xiàn)充放電回路同時導(dǎo)通或同時關(guān)斷的狀態(tài)而引發(fā)信號瞬間上拉或下拉導(dǎo)致輸出波形畸變的現(xiàn)象,保證了信號的穩(wěn)定性。

圖3 邊沿產(chǎn)生和擺率調(diào)節(jié)電路

工作原理如下:V1.5為線性穩(wěn)壓器提供的1.5 V偏置電壓,基準(zhǔn)電流Ibias為電路提供偏置電流。當(dāng)數(shù)據(jù)脈沖信號低電平時,up為低電平,down為高電平, M15導(dǎo)通,M16斷開,M17、M18均為二極管連接,A點電壓升高,B點仍為低電平,M9導(dǎo)通,M10斷開,基準(zhǔn)電流Ibias通過M13、M14組成的電流鏡結(jié)構(gòu)為M14提供的電流經(jīng)由M15后通過M17、M9,M1、M2組成的電流鏡結(jié)構(gòu)鏡像到M2,形成V1P5到C1的通路,進行充電過程,直至C1兩端電壓充到1.5 V為止;當(dāng)數(shù)據(jù)脈沖信號高電平時,up為高電平,down為低電平,M15斷開,M16導(dǎo)通,A點為低電平,B點電壓升高,M10導(dǎo)通,M9、M1、M2均斷開。Ibias通過M13、M14組成的電流鏡結(jié)構(gòu)為M14提供的電流經(jīng)由M16后再通過M18、M10組成的電流鏡鏡像到M10,C1通過M10形成對地通路,進行放電過程,直至放電完成為止。電容電流計算公式為:

(3)

由式(3)可得:

(4)

其中:kslew-rate為充放電斜率,即擺率;C為電容容量;I為電流;Δu為電壓的變化量;Δt為時間變化量。由于電容的容量不變;Δu的變化恒定,選取10%～90%的振幅點為邊沿時間,因此,可以通過改變充放電電流I調(diào)整邊沿時間進行擺率調(diào)節(jié)。

擺率調(diào)節(jié)單元由M3、M4、M5、M6、M7、M8、M11、M12組成。通過2個修調(diào)信號SR〈1〉、SR〈0〉控制是否增加充放電通路來進行邊沿時間調(diào)節(jié),以應(yīng)對制造工藝的偏差,達到穩(wěn)定可靠的、可供CC線纜識別的PD信號的目的。

2.2 緩沖和電平轉(zhuǎn)換電路

為適應(yīng)工藝偏差的影響,設(shè)計了由差分放大器和源極跟隨器組成的緩沖和電平轉(zhuǎn)換電路,如圖4所示。

圖4 緩沖和電平轉(zhuǎn)換電路

圖4中:第1級由M21、M22、M23、M24、M25、M26組成雙入單出差分放大器;第2級由M27、R1、R2組成源極跟隨器。

工作原理為:偏置電流Ibias通過M19鏡像到M28、M20,為其支路提供電流;VE為M23、M24提供偏置電壓。忽略襯底偏置效應(yīng)、寄生等因素,由式(5)～(8)可以推出式(9),即

Av1=gm22[ro22‖(gm24ro24ro26)]

(5)

(6)

(Vslew-VD)Av1Av2=VD

(7)

(8)

(9)

其中:Av1為差分放大器的開環(huán)增益;Av2為源極跟隨器的開環(huán)增益。通過合理調(diào)節(jié)MOS管寬長比和電阻R1、R2的比值可以實現(xiàn)輸出峰值為1.125 V的PD信號,比例電阻的形式消除了工藝上電阻偏差的影響。

2.3 功率輸出電路

為保證PD信號穩(wěn)定工作,考慮到CC線纜的寄生等因素,功率輸出電路采用全差分結(jié)構(gòu)和電流鏡作負載的差分轉(zhuǎn)單級放大器組成高增益兩級放大器,且接成單位增益緩沖器的形式。功率輸出電路如圖5所示,M44、M45采用大寬長比的MOS管,保證了強驅(qū)動能力,高增益兩級放大器保證了跟隨電壓的精度。

圖5 功率輸出電路

工作原理為:偏置電流Ibias通過M31鏡像到M32、M35,為其支路提供電流。兩級放大器的第1級為由M36、M37、M38、M39、M40、M41組成的全差分結(jié)構(gòu),采用2個同樣寬長比且工作在線性區(qū)的M40、M41組成串聯(lián)電阻并接在輸出端以讀取輸出電壓,并將采樣中間點接到M38、M39的柵極來組成共模反饋電路,解決了電流源作為負載的全差分結(jié)構(gòu)輸出共模電平無法確定的問題,VF為M40、M41的柵極提供偏置電壓,M41的等效阻抗計算公式為:

(10)

第2級由M42、M43、M44、M45組成雙入單出差分放大器,設(shè)M44與M42的寬長比為M,忽略寄生等因素,可得:

Av3=gm37(ro41‖ro37‖ro39)

(11)

(12)

(13)

其中:Av3為全差分放大器的開環(huán)增益;Av4為雙入單出差分放大器的開環(huán)增益。

當(dāng)M45工作在線性區(qū)時,式(12)中ro45變?yōu)閞on45,結(jié)果類似式(10)。

3 電路仿真結(jié)果

本文采用HHGRACE 0.35 μm BCD工藝設(shè)計,采用Spectre和Hspice進行仿真驗證。輸入頻率為300 kHz的脈沖信號,輸出負載為線纜電感為640 nH、電容為1 280 pF。

設(shè)計中通過調(diào)節(jié)MOS管的過驅(qū)動電壓進行寬電源范圍設(shè)計,以應(yīng)對電源電壓波動造成輸出波形畸變的問題,具有良好的穩(wěn)定性。電源電壓以0.5 V為步長,從3～6 V進行瞬態(tài)仿真,仿真波形如圖6所示。從仿真結(jié)果可以看出輸出信號波形幾乎無偏差,高電平均在1.05～1.20 V之間,低電平在-0.075～0.075 V之間,結(jié)果見表1所列。

表1 不同電源電壓下的高低電平 單位:V

圖6 不同電源電壓下的輸出波形

圖7 擺率修調(diào)波形

本文通過兩位編碼進行擺率修調(diào)(trim),擺率修調(diào)波形如圖8所示,修調(diào)精度見表2所列。

表2 擺率修調(diào)(trim)精度 %

圖8 電路版圖布局

電路版圖布局如圖8所示,數(shù)據(jù)脈沖輸入信號置于左上,方便接入;緩沖和電平轉(zhuǎn)換電路置于左上;邊沿產(chǎn)生和擺率調(diào)節(jié)置于左下,其中充放電電容置于版圖中間以減小干擾;功率輸出級置于右半部分,其中輸出管尺寸較大,置于右下方便連接負載。通過以上設(shè)計,減小了芯片面積、走線長度、寄生電容和電阻等。

在溫度為-40、25、125 ℃,電源電壓為3、5、6 V,工藝角為tt、ss、ff、sf、fs下,分別采用Spectre和Hspice進行前、后仿真,仿真結(jié)果統(tǒng)計如圖9所示,前后仿真結(jié)果整體相差不大,只在sf工藝角下有一定偏差,整體邊沿時間均在300～700 ns之間,滿足USB PD3.0協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)要求。

圖9 邊沿時間前、后仿真統(tǒng)計結(jié)果

本文從邊沿范圍、擺率控制等方面與已有方案進行了對比,結(jié)果見表3所列。通過對比可以看出,本文采用的單電容方案避免了電容不同的偏差,修調(diào)電流的方式具有精度高、且不易產(chǎn)生波形畸變,抗干擾性好的特點。

表3 不同方案性能的對比

4 結(jié) 論

本文設(shè)計了一種擺率可控的PD發(fā)射機模擬前端電路,滿足USB PD 3.0協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)。對于PD通信中的EMI問題有很好的抑制作用,單電容的設(shè)計規(guī)避了傳統(tǒng)不同電容方案帶來的穩(wěn)定性問題的影響;同一電流雙路對稱鏡像結(jié)構(gòu)能有效抑制波形畸變問題,寬電源范圍的設(shè)計能更好地適應(yīng)電源電壓波動;兩級運放作為輸出級能提供大的線纜驅(qū)動能力,具有非常好的適用性。