基于模型的無人機(jī)信道編碼算法設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

薛雨萌, 張可嘉

(西安恒翔控制技術(shù)有限公司,陜西 西安 710065)

無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)[1]由數(shù)據(jù)鏈和控制站組成,用于地面控制站與無人機(jī)之間的數(shù)據(jù)收發(fā)與跟蹤定位工作。數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃允潜ＷC無人機(jī)安全飛行的重要因素。然而,現(xiàn)今日益加劇的電子干擾對(duì)測(cè)控鏈路的抗干擾性能帶來了嚴(yán)峻的考驗(yàn)。

正交相移調(diào)制(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)具有較高頻譜利用率和抗干擾性能,是一種無人機(jī)測(cè)控鏈路常用的數(shù)字調(diào)制方式[2]。然而其自身的抗干擾性能無法彌補(bǔ)復(fù)雜干擾的無線信道對(duì)系統(tǒng)誤碼率的影響。信道編碼[3]通過對(duì)信號(hào)進(jìn)行冗余糾錯(cuò)編碼,有效地提高了信號(hào)傳輸?shù)姆€(wěn)定性,將其應(yīng)用于QPSK系統(tǒng)中,能夠有效提高系統(tǒng)可靠性,降低誤碼率,因此信道編碼被廣泛地應(yīng)用于無人機(jī)測(cè)控鏈路設(shè)計(jì)中。

串行級(jí)聯(lián)編碼[4]是一種常用的信道編碼方式。Han等[5]利用RS-CC(Reed-Solomon Convolution Concatenated Code)編碼解決了無線信道在復(fù)雜環(huán)境中的突發(fā)錯(cuò)誤和隨機(jī)誤碼,在較小信噪比條件下,實(shí)現(xiàn)了較理想的誤碼率。姜智等[6]針對(duì)導(dǎo)彈數(shù)據(jù)鏈中的突發(fā)錯(cuò)誤,提出了RS碼+交織+卷積碼的級(jí)聯(lián)編碼方案,提高了導(dǎo)彈數(shù)據(jù)鏈的抗干擾性能。循環(huán)冗余校驗(yàn)碼(Cyclic Redundancy Check,CRC)[7]編碼簡(jiǎn)單,易于實(shí)現(xiàn)、具有較強(qiáng)的檢錯(cuò)能力。將其與級(jí)聯(lián)編碼結(jié)合,能夠有效增強(qiáng)系統(tǒng)的檢錯(cuò)能力,降低系統(tǒng)誤碼率。數(shù)據(jù)加擾[8]用一組偽隨機(jī)碼序列對(duì)數(shù)據(jù)加密,能很好地均衡噪聲,提高系統(tǒng)的抗干擾性能。

為了進(jìn)一步提升無人機(jī)測(cè)控鏈路的抗干擾性和可實(shí)現(xiàn)性,本文設(shè)計(jì)了一種基于模型的無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)信道編碼算法。在RS碼+交織+卷積碼的串行級(jí)聯(lián)編碼的基礎(chǔ)上,融入CRC編碼,提升系統(tǒng)檢錯(cuò)和糾錯(cuò)能力,同時(shí)將交織與數(shù)據(jù)加擾結(jié)合來進(jìn)一步增強(qiáng)系統(tǒng)抗干擾性能。本文首先在MATLAB/Simulink中搭建了采用上述級(jí)聯(lián)信道編碼的QPSK系統(tǒng)模型,仿真結(jié)果表明,本系統(tǒng)在不同信噪比下,相比于常用的編碼方式,均能夠明顯降低傳輸誤碼率,在不顯著增加編碼復(fù)雜度的情況下,有效提高系統(tǒng)的抗干擾性能。同時(shí),該系統(tǒng)仿真模型可以直接部署在兩臺(tái)ADRV9361-Z7035上,實(shí)現(xiàn)兩臺(tái)設(shè)備間數(shù)據(jù)的正常收發(fā),避免進(jìn)行硬件代碼編寫,提升了無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)算法的可實(shí)現(xiàn)性,具有一定的工程實(shí)現(xiàn)價(jià)值。

1 信道級(jí)聯(lián)編碼調(diào)制算法原理

1.1 RS+交織+卷積級(jí)聯(lián)編碼原理

RS編碼是一種線性分組碼,具有很高的糾錯(cuò)能力和編碼效率[9]。RS碼采用(m,n,k)的編碼結(jié)構(gòu),通過增加監(jiān)督位的方式來保證傳輸?shù)恼`碼率。其中,輸入信號(hào)中每個(gè)碼元由m個(gè)bit組成;n為編碼后的碼字長(zhǎng)度;k為信息位的長(zhǎng)度。

信息位的一個(gè)bit或多個(gè)bit出現(xiàn)錯(cuò)誤,RS碼就會(huì)出現(xiàn)一個(gè)誤符號(hào)。因此RS編碼具有極強(qiáng)的糾正突發(fā)錯(cuò)誤的能力。

卷積碼是一種二進(jìn)制非線性分組碼,它不再將輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行分組編碼,而是將原始信息碼全部打亂編碼[10],具有較優(yōu)的編碼增益和數(shù)據(jù)傳輸效率。對(duì)于(n,k,N)卷積碼,k個(gè)bit信息位編碼成n個(gè)bit,但這n個(gè)bit不再只與當(dāng)前的k個(gè)bit信息有關(guān),還與其前面時(shí)刻的N-1個(gè)碼組的信息位有關(guān)。這樣的做法增加了碼元之間的關(guān)聯(lián)性,隨著參數(shù)N的增大,卷積碼的糾錯(cuò)能力也會(huì)隨之加強(qiáng),可以很好地解決隨機(jī)錯(cuò)誤。

交織技術(shù)是一種時(shí)間/頻率擴(kuò)展技術(shù),在不增加冗余碼的情況下,把突發(fā)錯(cuò)誤離散成隨機(jī)錯(cuò)誤。從而交織技術(shù)在不增加帶寬的情況下,提高系統(tǒng)的抗干擾能力,尤其是針對(duì)瑞利衰落信道中常出現(xiàn)的成串的比特差錯(cuò),有更好的處理效果,改善系統(tǒng)在衰減信道的抗干擾性能。

在RS+交織+卷積級(jí)聯(lián)編碼方式中,RS作為外碼,處理突發(fā)錯(cuò)誤,卷積碼作為內(nèi)碼,解決隨機(jī)錯(cuò)誤。編碼時(shí),RS編碼后的數(shù)據(jù)由交織器[11]以矩陣形式重新排序,將突發(fā)錯(cuò)誤在時(shí)間上擴(kuò)散成隨機(jī)錯(cuò)誤,送入卷積編碼處理,從而降低了對(duì)糾錯(cuò)編碼糾錯(cuò)能力的要求。譯碼時(shí),內(nèi)碼未糾正的單個(gè)bit錯(cuò)誤和突發(fā)錯(cuò)誤,將被外碼譯碼轉(zhuǎn)化成單個(gè)或多個(gè)符號(hào)錯(cuò)誤,在其譯碼過程中再次進(jìn)行糾正,從而進(jìn)一步保證了其解決突發(fā)錯(cuò)誤的能力。

1.2 CRC與加擾編碼原理

CRC[12]屬于線性分組碼,其通過生成校驗(yàn)式在信息位后增添冗余位的方式對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼,譯碼時(shí)再利用校驗(yàn)式通過模2除法進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn),完成檢錯(cuò)。CRC編碼具有較強(qiáng)的檢錯(cuò)性能,但其糾錯(cuò)算法復(fù)雜,效率過低,因此CRC通常僅被用于信號(hào)檢錯(cuò)。將其與RS_CC編碼結(jié)合在一起,能夠有效提升系統(tǒng)的檢錯(cuò)能力,進(jìn)一步提高系統(tǒng)可靠性。

數(shù)據(jù)加擾[13]用一組偽隨機(jī)碼序列與原始信號(hào)相乘,打散信號(hào)的時(shí)間和頻率,實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的加密,從而消除信號(hào)中長(zhǎng)“0”或長(zhǎng)“1”帶來的同步干擾。加擾技術(shù)能夠很好地均衡噪聲,提高系統(tǒng)的抗干擾性能。在卷積編碼前將數(shù)據(jù)進(jìn)行加擾操作,能夠?qū)⑼话l(fā)錯(cuò)誤轉(zhuǎn)換成隨機(jī)錯(cuò)誤,增強(qiáng)卷積編碼效果。

1.3 QPSK性能指標(biāo)

QPSK是一種四進(jìn)制正交相移鍵控方法,利用載波的4種不同相位差來表征輸入的數(shù)字信息。QPSK具有較高的頻帶利用率,且其電路也較容易實(shí)現(xiàn),因此被廣泛應(yīng)用于測(cè)控系統(tǒng)數(shù)據(jù)鏈載波調(diào)制中。但是,QPSK是兩路正交2PSK信號(hào)的疊加,各碼元之間的距離較小,當(dāng)其受到信道中的噪聲與多徑效應(yīng)的干擾時(shí)[14],相干解調(diào)會(huì)變得困難,即接收端誤碼率會(huì)隨之增大。QPSK調(diào)制系統(tǒng)需要引入信道編碼技術(shù),來保證其抗干擾性能。

1.4 串行級(jí)聯(lián)編碼算法復(fù)雜度分析

級(jí)聯(lián)編碼通過串聯(lián)的方式,將兩個(gè)較短碼長(zhǎng)的子碼構(gòu)成一個(gè)長(zhǎng)碼,并且其碼率等于每個(gè)獨(dú)立編碼碼率的乘積。通過級(jí)聯(lián)的方式,RS-CC編碼在增加碼長(zhǎng)的同時(shí)保證了更低的碼率,使其在編譯碼過程中產(chǎn)生更小的誤差。交織器本身不會(huì)產(chǎn)生冗余碼,在不增加系統(tǒng)帶寬的情況下提高系統(tǒng)抗干擾能力。因此,RS+交織+卷積級(jí)聯(lián)編碼系統(tǒng)的譯碼復(fù)雜度相比于單獨(dú)編碼也得到大幅下降。CRC編碼自身的譯碼復(fù)雜度為O(n),遠(yuǎn)低于卷積編碼,因此將其與RS+交織+卷積級(jí)聯(lián)結(jié)合不會(huì)提高算法復(fù)雜度。

2 信道編碼系統(tǒng)仿真與參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)

結(jié)合上述理論分析,本文為提升無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)抗干擾性能,設(shè)計(jì)了一種基于模型的無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)信道編碼調(diào)制算法,如圖1所示。

圖1 基于模型的無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)信道編碼調(diào)制系統(tǒng)框圖

信源數(shù)據(jù)首先進(jìn)行CRC編碼,再進(jìn)行RS+交織+卷積級(jí)聯(lián)編碼。內(nèi)外碼之間,在加入交織的基礎(chǔ)上,在數(shù)據(jù)中加入擾碼,進(jìn)一步將突發(fā)錯(cuò)誤擴(kuò)散成隨機(jī)錯(cuò)誤。為了模擬飛行器高速飛行時(shí)的信道情況,編碼后的信號(hào)經(jīng)由QPSK調(diào)制在具有多普勒頻移的AWGN信道中傳輸。然而,由于收發(fā)時(shí)鐘間的頻差,以及由于QPSK自身編碼特性產(chǎn)生的接收端存在180°的“相位模糊”現(xiàn)象[15],導(dǎo)致原始信號(hào)不能直接用于QPSK解調(diào),必須先依次進(jìn)行信號(hào)的載波同步、位同步和幀同步。解調(diào)后的數(shù)據(jù),再進(jìn)行信道解碼,并顯示輸出接收結(jié)果。根據(jù)本編碼調(diào)制算法系統(tǒng)原理在MATLAB/Simulink中搭建的信道編碼調(diào)制系統(tǒng)的仿真模型如圖2所示。其中Bit Generation模塊完成信源信號(hào)生成和串行級(jí)聯(lián)信道編碼。Phase/Frequency Offset與Delay Generation模塊仿真多普勒頻移現(xiàn)象,信號(hào)在AWGN信道中進(jìn)行傳送。QPSK Receiver模塊實(shí)現(xiàn)接收數(shù)據(jù)的同步、解調(diào)與信道解碼功能。

圖2 信道編碼調(diào)制系統(tǒng)仿真模型

2.2 信號(hào)發(fā)生器與級(jí)聯(lián)信道編碼子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

Bit Generation模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如3(a)所示。首先消息生成器將信源中的字符轉(zhuǎn)換成7位二進(jìn)制碼,得到固定幀長(zhǎng)的比特?cái)?shù)據(jù),再進(jìn)行信道級(jí)聯(lián)編碼。信道級(jí)聯(lián)編碼仿真設(shè)計(jì)如圖3(b)所示。首先,信號(hào)進(jìn)行CRC編碼,提高信道檢錯(cuò)性能。RS-CC級(jí)聯(lián)碼間加入交織器來擴(kuò)散突發(fā)錯(cuò)誤,結(jié)合數(shù)據(jù)加擾操作,再次均衡噪聲帶來的干擾,消除信號(hào)中長(zhǎng)“0”或長(zhǎng)“1”帶來的同步干擾。

圖3 信道級(jí)聯(lián)編碼原理框圖與仿真設(shè)計(jì)圖

各模塊具體參數(shù)設(shè)置如下。

① 信源:采用固定幀長(zhǎng)輸出,每幀長(zhǎng)度84 bit。

② CRC編碼器:CRC Generator采用CRC-16生成多項(xiàng)式為

G(x)=x16+x12+x5+1

(1)

CRC在每幀數(shù)據(jù)后添加16位校驗(yàn)位,得到固定幀長(zhǎng)100 bit輸出。

③ RS編碼器:采用Binary RS encoder模塊。m,n,k值分別設(shè)置為5,20,10。可檢測(cè)10個(gè)碼元,糾正5個(gè)碼元錯(cuò)誤。

④ 交織器:采用Matrix Interleaver,按行讀入,按列讀出。根據(jù)RS輸出幀長(zhǎng)200 bit/f,行列數(shù)分別設(shè)置為20,10。

⑤ 擾碼:Scrambler加擾多項(xiàng)式設(shè)置為[1 1 1 0 1]。

⑥ 卷積編碼器:采用1/2碼率的(2,1,7)卷積碼,m,n,k值分別設(shè)置為7,2,1。卷積編碼器之后加入緩沖區(qū)重新對(duì)數(shù)據(jù)組幀,并在每幀數(shù)據(jù)的起始位置加入13位的巴克碼作為數(shù)據(jù)幀頭,格式為(1 1 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1),用于接收端數(shù)據(jù)的幀同步。最后,再利用Bernoulli Binary將每幀數(shù)據(jù)長(zhǎng)度擴(kuò)充至500 bit,用于QPSK調(diào)制。

調(diào)制信號(hào)進(jìn)入信道之前,升余弦濾波器對(duì)波形進(jìn)行整形,濾波器的滾降系數(shù)設(shè)置為0.5,并對(duì)信號(hào)進(jìn)行4倍上采樣來防止出現(xiàn)碼間串?dāng)_。

2.3 多普勒頻移AWGN信道設(shè)計(jì)

信道模型中利用Phase/Frequency Offset與Delay Generation模塊仿真無人機(jī)在空中盤旋飛行狀態(tài)下的多普勒頻移現(xiàn)象。Phase/Frequency Offset設(shè)置頻率偏移為5000 Hz,相位偏移為47°。Delay Generator以0.05為間隔,在[0,8]區(qū)間內(nèi)先遞增后遞減循環(huán)輸出頻率和相位延遲信號(hào)。AWGN采用SNR信噪比模式,輸入信號(hào)功率為0.25 W。

2.4 QPSK信號(hào)接收子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

在QPSK接收機(jī)模塊集成了信號(hào)同步解調(diào)和信道譯碼兩個(gè)子模塊。接收機(jī)對(duì)信號(hào)完成解調(diào)后,再對(duì)其進(jìn)行信號(hào)譯碼,其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖4(a)所示,仿真設(shè)計(jì)圖如圖4(b)所示。

圖4 信號(hào)接收子系統(tǒng)原理框圖與仿真設(shè)計(jì)圖

2.4.1 載波同步子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

由于多普勒偏移導(dǎo)致接收信號(hào)存在高動(dòng)態(tài)范圍的載波頻率偏差,會(huì)導(dǎo)致接收的QPSK調(diào)制信號(hào)失步,無法解調(diào),系統(tǒng)誤碼率嚴(yán)重惡化。因此必須在信號(hào)解調(diào)前對(duì)載波信號(hào)進(jìn)行同步。

考慮到接收信號(hào)強(qiáng)度會(huì)隨著信道傳輸發(fā)生變化,為了保證后續(xù)的載波和位同步參數(shù)固定并提升同步精度,在匹配濾波之前,首先利用自動(dòng)增益控制(Automatic Gain Control,AGC)穩(wěn)定調(diào)制信號(hào)幅度。AGC設(shè)置輸出功率為0.25,步長(zhǎng)為0.01。升余弦濾波器調(diào)制信號(hào)進(jìn)行2倍降采樣,滾降系數(shù)為0.5。

載波同步首先對(duì)接收信號(hào)頻率進(jìn)行捕獲,即載波粗同步,對(duì)應(yīng)圖4(b)所示的Coarse Frequency Compensation模塊。粗同步使用FFT頻偏補(bǔ)償[16]的方法,首先對(duì)調(diào)制信號(hào)相位進(jìn)行4倍頻來消除調(diào)制相位。之后FFT利用最大似然法對(duì)載波頻偏變化進(jìn)行估計(jì)。

載波跟蹤,即載波精同步,對(duì)應(yīng)圖4(b)中的Fine Frequency Compensation模塊,其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖5(a)所示。載波跟蹤采用二階數(shù)字鎖相環(huán),由相位誤差檢測(cè)器(Phase Error Detector,PED)、環(huán)路濾波器(Loop Filter)和直接數(shù)字合成器(Direat Digital Syntheslzer,DDS)構(gòu)成,其仿真設(shè)計(jì)原理如圖5(b)所示。鑒相器PED測(cè)量到的固定時(shí)間間隔內(nèi)載波相位變化量,經(jīng)過環(huán)路濾波器后,反饋給DDS來改進(jìn)頻率步進(jìn)間隔,得到高頻率分辨率的本地載波,對(duì)接收載波頻率變化量進(jìn)行跟蹤。環(huán)路濾波器設(shè)置歸一化帶寬為0.06,阻尼系數(shù)為2.5,可以在引入較小相位噪聲時(shí)快速鎖定到目標(biāo)相位。

圖5 精同步模塊原理框圖與仿真設(shè)計(jì)圖

2.4.2 位同步子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

位同步子系統(tǒng),即如圖4(b)中所示的Timing Recovery模塊,仍采用數(shù)字鎖相環(huán)方式[17],其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖6(a)所示,仿真設(shè)計(jì)原理如圖6(b)所示。

圖6 位同步子系統(tǒng)原理框圖與仿真設(shè)計(jì)圖

NCO Control模塊產(chǎn)生控制信號(hào),為Timing Error Detector(TED)模塊提供有效的時(shí)間誤差檢測(cè)位置,從而更新內(nèi)插濾波器(Interpolation Filter)中的時(shí)間誤差,找到正確的內(nèi)插位置。Interpolation Filter采用Farrow Parabolic濾波器。TED的輸出送入環(huán)路濾波器,濾波后反饋給NCO Control更新時(shí)間誤差。環(huán)路濾波器的環(huán)路帶寬設(shè)置為0.01,阻尼系數(shù)為1,即臨界阻尼狀態(tài)。

另外,為了后續(xù)信號(hào)進(jìn)行幀同步,位同步需要對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行緩存,每次緩存一幀長(zhǎng)數(shù)據(jù)。位同步模塊同時(shí)提供DataValid信號(hào),用于觸發(fā)幀同步模塊,保證其在位同步有效的情況下工作。

2.4.3 幀同步與解調(diào)子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

圖4(b)中的Data Decoding子系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的幀同步、“相位模糊”解算和解調(diào)功能,其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖和仿真設(shè)計(jì)原理圖分別如圖7(a)和圖7(b)所示。Compute Delay模塊每次輸入一幀數(shù)據(jù),與調(diào)制后的巴克碼元進(jìn)行求自相關(guān)操作,根據(jù)相關(guān)峰峰值確定幀頭位置后,輸出數(shù)據(jù)給Align Data。Align Data每次緩存兩幀長(zhǎng)數(shù)據(jù),利用幀頭索引定位,輸出幀同步后完整的一幀數(shù)據(jù)。

圖7 幀同步與解調(diào)子系統(tǒng)原理框圖與仿真設(shè)計(jì)圖

精同步后的載波相位存在0°、90°、180°或270°的相位偏移,從而造成QPSK解調(diào)時(shí)會(huì)出現(xiàn)“相位模糊”的現(xiàn)象。Phase Offset Estimator模塊計(jì)算接收信號(hào)中巴克碼和原始巴克碼之間的相位偏差。Phase Ambiguity Correction &Demodulation根據(jù)相位偏移量糾正信號(hào)相位后,對(duì)其進(jìn)行解調(diào)。QPSK Demodulator采用log-likelihood ratio判決,bit形式輸出。Quantizer在[-3,3]區(qū)間內(nèi)對(duì)輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行量化,用于Viterbi軟判決解碼。

2.4.4 串行級(jí)聯(lián)信道解碼子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

該子系統(tǒng)設(shè)計(jì)是信道編碼子系統(tǒng)的逆向設(shè)計(jì)。解調(diào)信號(hào)經(jīng)Viterbi譯碼后,再進(jìn)行數(shù)據(jù)解擾與解交織,最后完成RS解碼和CRC譯碼。Viterbi譯碼的判決方式設(shè)置為軟判決,判決比特?cái)?shù)為3,回溯深度設(shè)置為200,其余模塊參數(shù)設(shè)置與編碼器保持一致。系統(tǒng)利用Error Rate Calculation模塊統(tǒng)計(jì)接收數(shù)據(jù)誤比特率,計(jì)算模式為Entire Frame模式,由于卷積編碼的回溯長(zhǎng)度會(huì)造成時(shí)延,計(jì)算時(shí)延設(shè)置為200,接收時(shí)延為0。

3 系統(tǒng)性能測(cè)試與分析

3.1 實(shí)驗(yàn)設(shè)置

本次實(shí)驗(yàn)分為兩個(gè)部分。第一部分一共設(shè)計(jì)了5組QPSK系統(tǒng)模型,分別為未編碼、RS(20,10)編碼、(2,1,7)卷積編碼、RS(20,10)+交織+(2,1,7)卷積級(jí)聯(lián)編碼,以及本文提出的串行級(jí)聯(lián)編碼的QPSK系統(tǒng)模型。信源發(fā)生器均生成固定字符串“Hello World!”,發(fā)射機(jī)采樣率為1.92e-6。為了使接收比特?cái)?shù)達(dá)到10e-6數(shù)量級(jí),所有模型的仿真時(shí)間均設(shè)置為40 s。改變AWGN信道的信噪比,比較不同信噪比情況下的誤碼率。

在第二部分的測(cè)試中將系統(tǒng)置于瑞利衰減信道中進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸,信號(hào)發(fā)生器傳輸?shù)臄?shù)據(jù)、發(fā)射機(jī)采樣率和仿真時(shí)間均與第一部分的實(shí)驗(yàn)設(shè)置保持一致。改變信道信噪比,統(tǒng)計(jì)系統(tǒng)在衰減信道中傳輸?shù)恼`碼率。

3.2 誤碼率分析

3.2.1 AWGN信道誤碼率分析

為了測(cè)試系統(tǒng)在不同信噪比下的抗干擾性能,AWGN信道的信噪比分別設(shè)置為-2～10。運(yùn)行仿真模型,統(tǒng)計(jì)5組仿真模型的誤碼率,其部分結(jié)果如表1所示。

表1 不同信噪比下未編碼和4種信道編碼的QPSK系統(tǒng)誤碼率統(tǒng)計(jì)結(jié)果

由表1可以看出,誤碼率在10e-5數(shù)量級(jí)下,串行級(jí)聯(lián)編碼系統(tǒng)編碼增益可達(dá)到5 dB。這說明在外界干擾較大時(shí),本文信道編碼方法可以有效改善QPSK系統(tǒng)的抗干擾性能。

另外,根據(jù)統(tǒng)計(jì)結(jié)果繪制了5組系統(tǒng)的誤碼率對(duì)比圖,信噪比變化范圍為2～10 dB,如圖8所示。由圖8可以看出,本文信道編碼方式在不同信噪比條件下均能夠有效降低誤碼率,并且在小信噪比條件下,其抗干擾性能提升更加顯著。同時(shí),加入CRC編碼后,系統(tǒng)的抗干擾性能明顯得到了提高。

圖8 5種信道編碼QPSK系統(tǒng)的誤碼率對(duì)比圖

3.2.2 瑞利衰減信道誤碼率分析

為了測(cè)試系統(tǒng)在多徑干擾下的抗干擾性能,并且驗(yàn)證交織技術(shù)對(duì)于增強(qiáng)系統(tǒng)在瑞利衰減信道中傳輸可靠性的效果。將瑞利衰減信道的信噪比變化范圍設(shè)置為2～10 dB,分別統(tǒng)計(jì)系統(tǒng)在使用與不使用交織技術(shù)后,經(jīng)過瑞利衰減信道后的傳輸誤碼率。

根據(jù)統(tǒng)計(jì)結(jié)果,繪制了系統(tǒng)在瑞利衰減信道下和在AWGN信道中傳輸?shù)恼`碼率對(duì)比圖,如圖9所示。

圖9 瑞利衰減信道與AWGN信道中系統(tǒng)誤碼率對(duì)比圖

由圖9可以看出,系統(tǒng)在瑞利衰減信道中的傳輸誤碼率明顯高于AWGN信道,這是由于瑞利信道的多徑干擾和頻率選擇性衰減造成的。但是系統(tǒng)在瑞利衰減信道中的抗干擾性能并沒有大幅度惡化,在信噪比為6 dB的情況下,系統(tǒng)誤比特率可以達(dá)到10e-5數(shù)量級(jí)。

同時(shí),從圖9中可以看出,系統(tǒng)經(jīng)過交織編碼,在瑞利衰減信道中的傳輸誤比特率有了明顯的下降趨勢(shì)。這說明交織技術(shù)能夠有效改善系統(tǒng)在瑞利衰減信道中的抗干擾性能。

3.3 硬件實(shí)現(xiàn)

在硬件開發(fā)平臺(tái)上對(duì)系統(tǒng)模型進(jìn)行了實(shí)際效果測(cè)試。硬件平臺(tái)采用ADI公司生產(chǎn)的ADRV9361-Z7035開發(fā)板,其內(nèi)部集成了AD9361射頻捷變收發(fā)器與Xilinx Z7035可編程SoC。

將上文的信道編碼調(diào)制系統(tǒng)拆分為QPSK Transmitter與QPSK Receiver兩個(gè)子系統(tǒng),其仿真設(shè)計(jì)圖分別如圖10和圖11所示,均布署在兩臺(tái)ADRV9361-Z7035開發(fā)板上。

圖10 QPSK Transmitter子系統(tǒng)仿真設(shè)計(jì)圖

圖11 QPSK Receiver子系統(tǒng)仿真設(shè)計(jì)圖

發(fā)送端的QPSK Transmitter子系統(tǒng)首先在Bits Generation中進(jìn)行信道級(jí)聯(lián)編碼,再完成QPSK調(diào)制,并利用buffer模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行緩存,逐幀輸入到AD936x Transmitter模塊,獲得可通過天線傳輸?shù)纳漕l信號(hào)。

接收端的QPSK Receiver子系統(tǒng)接收到天線傳輸信號(hào)后,送入AD936x Receiver模塊處理,將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成QPSK調(diào)制信號(hào),并通過data valid為QPSK Receiver模塊提供使能信號(hào),保證其在調(diào)制信號(hào)有效的情況下進(jìn)行解調(diào)。

AD936x Transmitter和Receiver的基帶采樣率為520841 Hz,IP地址為192.168.3.2,與射頻模塊的硬件IP地址保持一致。Transmitter的發(fā)射增益為-10 dB。ADRV9361-Z7035開發(fā)板采用雙通道全雙工對(duì)通測(cè)試,每個(gè)通道配置一根天線,天線頻率分別為1430 MHz和860 MHz。兩塊射頻開發(fā)板均通過網(wǎng)線分別與兩臺(tái)主機(jī)連接。進(jìn)行硬件對(duì)通測(cè)試時(shí),兩臺(tái)主機(jī)均首先運(yùn)行QPSK Transmitter,再運(yùn)行QPSK Receiver。主機(jī)1的發(fā)射和主機(jī)2的接收頻率為1430 MHz,主機(jī)1的接收與主機(jī)2的發(fā)射頻率為816 MHz。進(jìn)行兩臺(tái)設(shè)備間的全雙工對(duì)通測(cè)試。

接收到的數(shù)據(jù)會(huì)通過以太網(wǎng)利用UDP回傳給主機(jī),顯示實(shí)際接收結(jié)果。接收端的顯示輸出如圖12所示,統(tǒng)計(jì)當(dāng)前接收到的數(shù)據(jù)幀和誤碼率。由于接收端存在時(shí)延,在進(jìn)行誤碼率統(tǒng)計(jì)時(shí),在Error Rate Calculation模塊上加入一個(gè)enable信號(hào),在有效信號(hào)到來時(shí),激活該模塊開始統(tǒng)計(jì)當(dāng)前誤碼率。從接收端輸出結(jié)果可以看到,本系統(tǒng)傳輸誤碼率可以穩(wěn)定在0.1%左右,當(dāng)CRC檢測(cè)到誤碼時(shí),系統(tǒng)會(huì)丟掉該幀,并顯示 “error!”對(duì)用戶進(jìn)行提示。

圖12 實(shí)際接收結(jié)果

對(duì)通測(cè)試結(jié)果表明,將本系統(tǒng)部署在硬件平臺(tái)上,可以在保證誤碼率的情況下實(shí)現(xiàn)兩臺(tái)射頻設(shè)備間正常的無線通信。本算法可以直接將模型部署在硬件設(shè)備上,大幅減少了硬件語言開發(fā)工作量。將其應(yīng)用到無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)中,具有一定的工程實(shí)現(xiàn)價(jià)值。

4 結(jié)束語

為了提高無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)的抗干擾性能,降低誤碼率,提出了一種基于模型的無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)信道編碼調(diào)制算法。在QPSK系統(tǒng)中,采用CRC-16+RS(20,10)+交織(20,10)+卷積碼(2,1,7)的串行級(jí)聯(lián)編碼方式,并輔以數(shù)據(jù)加擾技術(shù)增強(qiáng)信號(hào)傳輸抗干擾性能。仿真結(jié)果表明,本系統(tǒng)在不同信噪比條件下均能夠顯著降低誤碼率,尤其在小信噪比條件下,效果更加明顯。在誤碼率達(dá)到10e-5數(shù)量級(jí)時(shí),系統(tǒng)編碼增益達(dá)到5 dB,有效改善了QPSK系統(tǒng)的抗干擾性能。并且本系統(tǒng)模型能夠直接部署在射頻收發(fā)設(shè)備上,在保證誤碼率的情況下實(shí)現(xiàn)兩臺(tái)設(shè)備間正常的無線通信。相比于現(xiàn)有硬件實(shí)現(xiàn)方法,基本免去了硬件代碼開發(fā)的工作。將其部署在無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)中,具有一定的工程實(shí)現(xiàn)價(jià)值。