一種10～20GHz寬帶二倍頻放大芯片設計

傅 琦，高 顯

（中國電子科技集團公司第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引 言

目前低頻頻譜資源緊張，因此射頻器件逐漸向高頻方向發(fā)展，從Ka 波段到W 波段的高頻電路以及跨倍頻程的超寬帶電路，受到越來越多的關注。在電路設計中，通常需要將低頻信號與本振信號混頻產生高頻信號，因此需要更高頻和更寬帶寬的本振源。倍頻器作為本振鏈路的關鍵元器件，其性能指標直接影響本振源的高頻特性和寬帶特性[1-3]。由于倍頻器存在較強的非線性，輸出頻譜分量較多，通常需要在輸出級增加濾波器以抑制雜波，極大遏制了倍頻器的寬帶特性和高頻特性。因此，高雜波抑制的倍頻器成為本振鏈路研究關鍵。

根據是否需要外加柵壓，倍頻器可分為有源倍頻器和無源倍頻器。有源倍頻器通過在三極管柵極增加合適的偏置，使信號通過非線性器件產生需要的倍頻分量，再通過巴倫、濾波等方式濾除雜波。有源倍頻器包括基于高電子遷移率晶體管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）工藝[4,5]和基于異質結雙極晶體管（Heterojunction Bipolar Transistor，HBT）工藝[6]。無源倍頻器多采用肖特基二極管，通常需要輸入較大信號以調制肖特基二極管，再通過巴倫、濾波等方式濾除雜波[7,8]。兩者相比，無源倍頻抑制效果更好，但輸入功率較大。

本振鏈路中的放大器和二倍頻器后面通常級聯濾波器，用來抑制基波和三次諧波。文章分析了放大器和倍頻器級聯后抑制雜波惡化的原因，并基于差分電路提出了一種新的拓撲結構，可有效抑制基波和三次諧波?；诖死碚摚O計了一款不含濾波器、輸入頻率覆蓋10 ～20 GHz 的砷化鎵二倍頻放大芯片。當輸入功率為0 dBm 時，其基波抑制和三次諧波抑制均優(yōu)于35 dBc。

1 原理分析

無源二倍頻器芯片的工作原理：信號通過巴倫產生的差分信號，饋入反接的2 個二極管，倍頻后的信號通過輸出巴倫進行信號合成。對于寬帶倍頻器而言，該電路拓撲可以有效抑制輸入信號的奇次諧波，且基波和三次諧波抑制度大于30 dBc[9]。

輸入信號可以通過肖特基二極管陽極陰極的寄生電容和襯底耦合，直接耦合至倍頻器輸出端，使基波抑制惡化。在本振鏈路中，放大器工作處于飽和狀態(tài)，輸出頻譜包含多個頻率分量，其中功率較大的，除了基波，還有二次諧波。放大器的基波和二次諧波進入倍頻器后（雙音輸入），在非線性器件作用下進行混頻?；祛l產生的基波與三次諧波功率較大，遠大于二倍頻器在單音輸入下的基波與三次諧波功率，導致鏈路整體的諧波抑制進一步惡化。文章對二倍頻器輸入級聯放大器前后的基波與三次諧波抑制進行仿真，仿真如圖1 所示，發(fā)現放大器與倍頻器級聯后基波和三次諧波抑制均惡化。對于二倍頻器芯片，與輸出頻率相近的是基波與三次諧波，因此著重分析鏈路對基波與三次諧波的抑制。

圖1 級聯放大器前后二倍頻器基波、三次諧波抑制

本振倍頻放大電路如圖2 所示，通過在輸出級級聯帶通濾波器抑制基波和三次諧波。對于跨倍頻程的二倍頻放大電路，其基波和三次諧波頻率產生交疊，無法通過濾波器優(yōu)化指標。文中引入差分電路設計思想，通過優(yōu)化設計，將倍頻放大電路傳統(tǒng)方案調整至改進方案。

圖2 本振倍頻放大電路

其基波和三次諧波抑制優(yōu)化原理如下文所述。

在圖2 改進方案中，假設輸入信號fin=Acosωt，初始相位為0°，巴倫為理想巴倫，即幅度相等、相位相反，通過放大器A1-2 后的兩路信號分別為

由于放大器的三次諧波功率較小，因此僅對基波和二次諧波進行分析。f1和f2分別輸入兩組反接的二極管后有fa=-fb,fc=-fd。

以信號通過其中2 個二極管產生的非線性為例，通過泰勒級數展開后表示為

式中：A、B、C、D、E、F、G、M1，M2均為系數；Z為直流；Bcos2ωt為基波產物；Dcos4ωt為二次諧波產物；Ecosωt為差頻；Gcos3ωt為和頻。

由式（3）和式（4）可知，通過方案改進，在倍頻器輸出端，奇次諧波相消，偶此諧波相長，可以有效抑制基波和三次諧波。該方案無須依靠濾波器，通過相位對消，即可最大化發(fā)揮倍頻器性能。

2 電路設計與仿真

針對章節(jié)1 描述的倍頻放大電路進行芯片設計。先針對輸入和輸出頻率設計2 款180°巴倫，采用頻率響應較好的Marchand 巴倫。該結構廣泛應用于單塊微波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）設計，有較好的寬帶特性，且能夠通過片上繞線有效縮減面積。通過優(yōu)化，在10 ～20 GHz 的寬帶，巴倫幅度平衡度全頻帶優(yōu)于0.5 dB，相位平衡度全頻帶優(yōu)于2°；在20 ～40 GHz 的寬帶，巴倫幅度平衡度全頻帶優(yōu)于0.8 dB，相位平衡度全頻帶優(yōu)于5°。

放大器采用2 級放大管結構，信號通過第一級放大后推動第二級，放大器設計中通過在柵漏之間增加負反饋，提高放大器穩(wěn)定性。通過優(yōu)化仿真，放大器增益15 dB，輸入輸出電壓駐波比優(yōu)于1.2，二次諧波抑制20 dBc，靜態(tài)電流20 mA，輸出1 dB 壓縮功率大于11 dBm。

利用電磁仿真軟件對電路進行建模仿真，得到倍頻放大電路的倍頻損耗、基波抑制和三次諧波抑制仿真結果，如圖3 所示。

圖3 仿真曲線

由圖3 的仿真結果可知，二倍頻放大電路性能優(yōu)異，由于存在放大器增益，倍頻損耗大于0 dB，三次諧波抑制優(yōu)于40 dBc，基波抑制優(yōu)于35 dBc。

3 測試結果與分析

采用砷化鎵HEMT 工藝對二倍頻放大芯片進行流片。流片使用了經數次參數修正后的改進型外延層材料。完成流片后，通過探針臺對倍頻放大芯片進行在片測試，電路測試結果與仿真結果對比如圖4 所示。

圖4 實測仿真曲線對比

由于測試條件受限，探針臺矢網高頻未能覆蓋整個三次諧波頻段，因此三次諧波抑制未能完全驗證。從測試結果可以看出，倍頻損耗在10.5 ～20.0 GHz大于0 dB，三次諧波抑制（部分）優(yōu)于38 dBc，基波抑制優(yōu)于37 dBc。諧波抑制度曲線趨勢有差異，數量級一致，可以預測電路三次諧波抑制的的最終性能。其中，基波抑制實測與仿真在高頻內差異較大，通過分析，主要有2 個方面原因。一方面，在仿真過程中，20 GHz 信號耦合至輸出端仿真存在偏差，造成基波抑制在該頻點惡化；另一方面，倍頻損耗出現頻偏。該現象是由于小尺寸肖特基二極管寄生電容不準確，導致仿真實測結果存在偏差，后期將從二極管模型提取入手，優(yōu)化電路指標。

4 結 論

文章基于差分電路，提出了一種新的二倍頻放大拓撲結構，在二倍頻放大電路設計中，可以有效抑制基波和三次諧波?；谠摲桨冈O計的砷化鎵芯片，基波和三次諧波抑制指標能夠滿足組件中對該類產品的要求。該設計豐富了倍頻放大電路的設計思路，并為更高諧波抑制的倍頻放大電路奠定基礎。