8～11 GHz 200 W GaN內(nèi)匹配功率管

韓青峰,唐世軍,成愛(ài)強(qiáng),王 帥

(中國(guó)電子科技集團(tuán)有限公司第五十五研究所, 南京 210016)

0 引言

功率放大器是無(wú)線通信系統(tǒng)和雷達(dá)系統(tǒng)的關(guān)鍵部件。隨著氮化鎵技術(shù)的發(fā)展,GaN HEMT因其具備高工作電壓、高功率密度、工作頻帶寬、抗輻射能力強(qiáng)等優(yōu)異性能而成為下一代微波功率器件的研究熱點(diǎn)[1]。當(dāng)GaN HEMT應(yīng)用于無(wú)線通信系統(tǒng)和雷達(dá)系統(tǒng)時(shí),功率放大器、散熱系統(tǒng)和電源的尺寸都能得以減小,可以使系統(tǒng)小型化,并具備較好的環(huán)境適應(yīng)性。近些年來(lái),GaN微波功率放大器已被廣泛開(kāi)發(fā),并被報(bào)道應(yīng)用于X波段雷達(dá)系統(tǒng)[2-13]。但在目前關(guān)于X波段GaN微波功率放大器的相關(guān)報(bào)道中,具有寬帶寬的GaN微波功率放大器[2-7]多為單片微波集成電路,實(shí)現(xiàn)的輸出功率通常為100 W以下,輸出功率相對(duì)較小;而達(dá)到200 W以上高輸出功率的GaN微波功率放大器[8-13],其工作帶寬則相對(duì)較窄;在X波段,同時(shí)具備寬帶寬及高輸出功率的GaN微波功率放大器仍然較少。

對(duì)此,本文基于南京電子器件研究所自主研制的一款10.8 mm GaN HEMT,通過(guò)四胞合成的方式設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一款寬帶高功率GaN內(nèi)匹配功率放大器,在具有高輸出功率的同時(shí)拓展了帶寬,在8.0～11.0 GHz頻帶內(nèi),輸出功率達(dá)到200 W以上,功率附加效率37.3%～43.1%。

1 GaN HEMT管芯的選取

管芯是功率放大器件的關(guān)鍵元器件,管芯的性能決定了功率放大器性能的上限,所以在展開(kāi)功率器件的設(shè)計(jì)工作前,需要根據(jù)預(yù)期指標(biāo)選擇合適的管芯。

南京電子器件研究所基于0.5 μm GaN HEMT工藝平臺(tái)自主研制了一系列GaN HEMT。其在漏極電壓為40 V、工作頻率為X波段時(shí)可達(dá)到7 W/mm的輸出功率密度。而本文中設(shè)計(jì)的功率放大器工作在8.0～11.0 GHz的頻率范圍內(nèi),相對(duì)帶寬達(dá)31.6%,屬于寬帶器件且工作頻率比較高,導(dǎo)致器件的帶內(nèi)匹配狀況較差、損耗較大。為了確保整個(gè)工作頻帶內(nèi)單路的輸出功率大于50W,最終選擇南京電子器件研究所研發(fā)的一款10.8 mm GaN HEMT作為功率放大器的有源器件,該GaN HEMT管芯的物理尺寸為3.5 mm×0.7 mm,其俯視圖如圖1所示。

圖1 10.8 mm GaN HEMT 俯視圖

圖2所示為10.8 mm GaN HEMT 的伏安特性曲線,根據(jù)不同柵電壓下,漏極電流-漏極電壓的變化曲線,設(shè)定柵極電壓偏置在-2.4 V。因?yàn)楦唠妷汗ぷ鳁l件下器件具備較高的輸出阻抗,從而可以在較寬的頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)較高的功率密度及功率增益,設(shè)定器件漏極電壓為40 V,并實(shí)測(cè)得到晶體管的擊穿電壓滿足3倍以上工作電壓[14]。

圖2 10.8 mm GaN HEMT I-V 特性曲線

2 寬帶放大器的設(shè)計(jì)

寬帶功率放大器電路設(shè)計(jì)的重點(diǎn)在于輸入、輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)和優(yōu)化。設(shè)計(jì)輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)時(shí),因?yàn)镚aN器件可達(dá)到7 W/mm的輸出功率密度,這使得管芯的輸出阻抗受熱效應(yīng)影響顯著。所以目前提取GaN器件的輸出阻抗模型時(shí)主要采用負(fù)載牽引(Load-Pull)方法,以提高仿真設(shè)計(jì)的精度[15]。

由于負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)設(shè)備的限制,直接對(duì)10.8mm GaNHEMT進(jìn)行在片測(cè)試容易自激燒毀管芯。所以在漏極電壓40 V、輸入功率22.5 dBm(0.178W)的測(cè)試條件下,對(duì)同一生產(chǎn)批次、相同版圖的單胞0.4mmGaN HEMT進(jìn)行負(fù)載牽引。測(cè)試所得數(shù)據(jù)如表1所示,其中,Pout,max為測(cè)試得到的最佳輸出功率阻抗點(diǎn),PAEmax為最佳功率附加效率阻抗點(diǎn),Z、Pout和PAE為最佳功率阻抗點(diǎn)和最佳效率阻抗點(diǎn)對(duì)應(yīng)的阻抗值、輸出功率和功率附加效率。

表1 9.5 GHz負(fù)載牽引測(cè)試數(shù)據(jù)

圖3所示為晶體管輸出阻抗匹配電路框圖。其中,將管芯的輸出阻抗等效為輸出電阻與輸出電容的并聯(lián)電路。在PAEmax和Pout,max之間折中取舍后,對(duì)負(fù)載牽引測(cè)試所得阻抗值進(jìn)行換算,可以得到0.4 mm GaN HEMT管芯輸出阻抗并聯(lián)模型中的電容值和電阻值。然后通過(guò)并聯(lián)擴(kuò)展可以得到大柵寬GaN HEMT管芯的輸出阻抗。最終優(yōu)化得到10.8 mm GaN HEMT的等效輸出電阻值和等效輸出電容值依次為6.48 Ω和4.32 pF。

圖3 晶體管輸出阻抗匹配電路框圖

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)以實(shí)現(xiàn)最佳增益匹配為目標(biāo),設(shè)計(jì)輸入匹配時(shí),可以通過(guò)在片測(cè)試提取0.4 mm GaNHEMT管芯的 S 參數(shù)來(lái)表征器件的小信號(hào)性能。

然后便是在有限的封裝面積內(nèi)進(jìn)行寬帶輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。在進(jìn)行寬帶阻抗匹配時(shí),采用多級(jí)阻抗變換結(jié)構(gòu)、巴倫結(jié)構(gòu)或其他寬帶匹配結(jié)構(gòu)都可以滿足功率和帶寬的需求,但都需要遵循Bode-Fano準(zhǔn)則,以解決阻抗匹配電路的帶寬指標(biāo)和阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的階數(shù)間的矛盾。對(duì)于具有并聯(lián)RC負(fù)載阻抗的網(wǎng)絡(luò),Bode-Fano準(zhǔn)則中的寬帶匹配公式可表示為:

式中:Γ(ω)為無(wú)耗匹配網(wǎng)絡(luò)的反射系數(shù)。式(1)表明隨著阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的頻帶寬度增加,反射系數(shù)的模會(huì)變差,式(1)也可以表示為:

式中: |Γ|min為功率放大器工作頻帶內(nèi)最小反射系數(shù)的模;Q為輸出阻抗的品質(zhì)因子;BWFano為的相對(duì)帶寬[16]。在Γ=0.2(VSWR=1.5)時(shí)計(jì)算可得,為實(shí)現(xiàn)31.6%的相對(duì)帶寬,品質(zhì)因子Q需小于6.2,本文中選用的10.8 mm GaNHEMT管芯滿足該設(shè)計(jì)需求。

當(dāng)器件工作于高頻區(qū)域時(shí),品質(zhì)因子Q比阻抗變換比(有限阻抗變換器)對(duì)帶寬的影響程度更顯著[17],所以在通過(guò)商用軟件ADS對(duì)總阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化時(shí),可以主要優(yōu)化管芯輸出阻抗的品質(zhì)因子,次要優(yōu)化各級(jí)阻抗變換電路的阻抗變換比。

3 內(nèi)匹配電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

應(yīng)用內(nèi)匹配技術(shù)可以使管芯及各部分電路之間在信號(hào)相位和幅度上獲得平衡,并對(duì)參與內(nèi)匹配的各胞管芯進(jìn)行功率分配和功率合成,且能有效提升管芯的輸入/輸出阻抗的實(shí)部。本文中設(shè)計(jì)的功率放大器的內(nèi)匹配電路可以分為單胞管芯匹配電路和帶阻抗變換的四路功率分配/合成電路兩部分。

圖4為單胞匹配電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。因?yàn)閱伟?0.8 mm柵寬管芯的輸出阻抗中實(shí)阻抗部分較小、寬帶匹配電路的設(shè)計(jì)難度較大,所以在對(duì)單胞管芯進(jìn)行輸入、輸出匹配電路設(shè)計(jì)時(shí)將其等效為兩個(gè)5.4 mm小柵寬管芯的并聯(lián),可以有效降低匹配電路的設(shè)計(jì)難度。

圖4 單胞匹配電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)以實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸為目標(biāo),先使用一級(jí)L-C匹配網(wǎng)絡(luò)提升管芯的輸出阻抗,然后通過(guò)多級(jí)微帶結(jié)構(gòu)拓展帶寬,并將管芯輸出阻抗匹配至15 Ω,再通過(guò)兩路威爾金森功率合成器完成單胞輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的合成。

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)以實(shí)現(xiàn)最佳輸入駐波為目標(biāo),采用與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)類(lèi)似的結(jié)構(gòu),區(qū)別在于電路優(yōu)化的目標(biāo)不同,同時(shí)為了提升電路的穩(wěn)定性,在管芯的輸入端添加串聯(lián)小電阻,適當(dāng)降低電路增益以抑制自激。

圖5所示為功率放大器的整體匹配電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。完成單胞管芯匹配電路的設(shè)計(jì)后,通過(guò)圖5所示的帶阻抗變換的四路功率分配/合成器對(duì)四胞管芯進(jìn)行功率分配/合成,其端口阻抗設(shè)置為15 Ω,經(jīng)過(guò)優(yōu)化后的三節(jié)λ/4微帶線,將管芯的輸入輸出阻抗最終匹配到50 Ω。

圖5 四胞匹配電路總體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

基于以上分析,結(jié)合仿真結(jié)果,對(duì)內(nèi)匹配電路進(jìn)行合理的布局后,制備了所設(shè)計(jì)內(nèi)匹配功率管的功率分配/合成電路及陶瓷電容,布局詳情如圖6實(shí)物照片中所示。

圖6 實(shí)現(xiàn)的內(nèi)匹配功率管照片

由于器件工作在X波段,單胞管芯匹配電路中的電感值很小,一般采用鍵合金絲實(shí)現(xiàn),電感值為:

式中:n為金絲根數(shù);l為金絲長(zhǎng)度;s為金絲間距;D為金絲直徑,本文器件所用金絲直徑為25 μm。

匹配電路中的電容實(shí)現(xiàn)在高介電常數(shù)陶瓷基板上,介電常數(shù)為85,厚度為180 μm時(shí),通過(guò)雙面鍍金得到的電容值為:

式中:K為修正因子,在X波段中通常可取為1.5;εr是陶瓷材料的相對(duì)介電常數(shù);ε0為真空介電常數(shù);a和b分別為所實(shí)現(xiàn)平板電容的長(zhǎng)和寬;t為介質(zhì)層的厚度。

單胞匹配電路中的多級(jí)微帶結(jié)構(gòu)也實(shí)現(xiàn)在介電常數(shù)為85,厚度為180 μm的高介電常數(shù)陶瓷基板上。

考慮到封裝尺寸限制,單胞管芯輸入匹配網(wǎng)絡(luò)中的兩路威爾金森功率分配器實(shí)現(xiàn)在介電常數(shù)38、厚度180 μm的陶瓷基板上,而輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中的兩路威爾金森功率合成器則實(shí)現(xiàn)在電常數(shù)9.9、厚度380 μm的低介電常數(shù)陶瓷基板上。

因?yàn)樾枰惺芨吖ぷ麟娏?帶阻抗變換的四路功率分配/合成器采用低介電常數(shù)陶瓷材料并增加介質(zhì)層厚度以增強(qiáng)器件的可靠性,介電常數(shù)為9.9,厚度380 μm。

將管芯和各部分內(nèi)匹配電路合理排布后,通過(guò)300 ℃的金錫焊料燒結(jié)在金屬陶瓷封裝內(nèi)中以降低熱阻,再采用金絲鍵合工藝連接各部分電路,完成裝配。在調(diào)試過(guò)程中,首先通過(guò)矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀分析調(diào)試功率放大器的線性小信號(hào)增益和電壓駐波比,通過(guò)引入電路調(diào)配塊和調(diào)整金絲,可以適當(dāng)改變輸入匹配電路的電容和電感值。然后在大信號(hào)工作狀態(tài)下對(duì)輸出匹配電路進(jìn)行調(diào)節(jié),以確保功率放大器的輸出功率達(dá)標(biāo)并盡可能提高頻帶內(nèi)的功率附加效率,最終實(shí)現(xiàn)的寬帶內(nèi)匹配功率管的正面照片如圖6所示。封裝尺寸為30.8 mm×27.4 mm。

完成內(nèi)匹配電路的設(shè)計(jì)后,對(duì)內(nèi)匹配功率管進(jìn)行小信號(hào)S參數(shù)電路仿真,以便與后續(xù)測(cè)試結(jié)果進(jìn)行對(duì)比,其結(jié)果如圖7所示。在漏極電壓為40 V、柵極電壓為-2.4 V時(shí),該器件于8.0～11.0 GHz頻帶內(nèi),小信號(hào)增益大于12.8 dB,最大增益達(dá)到13.5 dB,輸入回波損耗S11小于-10 dB。

圖7 小信號(hào)S參數(shù)仿真結(jié)果

4 射頻性能測(cè)試

在測(cè)試條件為漏極電壓40 V、柵極電壓-2.4 V和輸入功率-10 dB時(shí),本文內(nèi)匹配功率管的小信號(hào)S參數(shù)測(cè)試結(jié)果如圖8所示,頻帶內(nèi)小信號(hào)增益大于12 dB,最大增益達(dá)到13.2 dB,帶內(nèi)輸入回波損耗小于-8 dB。

圖8 小信號(hào)S參數(shù)測(cè)試結(jié)果

由圖7和圖8對(duì)比可得,實(shí)測(cè)所得S21和S11與仿真結(jié)果大體一致,但頻帶內(nèi)小信號(hào)增益測(cè)試結(jié)果比仿真結(jié)果平均劣化0.6dB左右,帶內(nèi)增益平坦度劣化0.5 dB。一方面是因?yàn)榉抡鏁r(shí)沒(méi)有考慮測(cè)試夾具和裝配過(guò)程中引入的干擾和損耗,另一方面則是仿真設(shè)計(jì)條件較為理想化,實(shí)際電路的損耗會(huì)有所增加。

圖9—圖11所示為功率放大器大信號(hào)測(cè)試結(jié)果。設(shè)定測(cè)試條件為:漏極電壓40 V、柵極電壓-2.4 V、脈沖寬度100 μs、占空比10%。

圖9 9.5 GHz 處輸出功率、增益隨輸入功率變化曲線

圖9所示為內(nèi)匹配功率管在中心頻率9.5 GHz處輸出功率和增益隨輸入功率變化的曲線。分析圖9可得,在輸入功率達(dá)到45.0 dBm(31.6 W)時(shí),輸出功率可達(dá)54.2 dBm(263 W),此時(shí)功率放大器的增益壓縮了4 dB左右,達(dá)到飽和狀態(tài)。

圖10所示為內(nèi)匹配功率管的輸出功率和功率附加效率隨工作頻率變化的曲線。在8.0～11.0 GHz頻帶內(nèi),輸入功率為45.0 dBm時(shí),帶內(nèi)最小輸出功率為53.02 dBm(200.5 W),帶內(nèi)峰值輸出功率達(dá)到54.2 dBm;帶內(nèi)功率附加效率均高于37.3%,最大功率附加效率達(dá)到43.1%。從圖11則可以看出,帶內(nèi)最小功率增益為8.02 dB,在9.6 GHz處達(dá)到最大功率增益9.2 dB。

圖10 輸出功率、功率附加效率隨工作頻率變化曲線

圖11 功率增益隨工作頻率變化曲線

表2為本文實(shí)現(xiàn)的內(nèi)匹配功率管與一些國(guó)內(nèi)外相近報(bào)道的性能指標(biāo)對(duì)比。文獻(xiàn)[2-3]中設(shè)計(jì)的功率放大器工作帶寬較寬,但其輸出功率均未達(dá)到100 W以上;文獻(xiàn)[8-9]中功率放大器的輸出功率均達(dá)到了百瓦量級(jí),但其帶寬較窄,相對(duì)帶寬在17%以下?？偟膩?lái)說(shuō),本文所實(shí)現(xiàn)的內(nèi)匹配功率管為國(guó)內(nèi)外較早在X波段輸出功率達(dá)200 W的同時(shí)、相對(duì)帶寬拓展至31.6%的GaN微波功率器件,能夠同時(shí)滿足寬頻帶和大功率工作的需求,有助于減少雷達(dá)發(fā)射機(jī)的尺寸、質(zhì)量和功耗。

表2 相近頻率GaN HEMT內(nèi)匹配功率管性能參數(shù)比較

5 結(jié)論

通過(guò)射頻性能測(cè)試結(jié)果分析,將本文功率放大器與相近頻率混合/單片微波集成電路功率放大器的性能進(jìn)行綜合對(duì)比,得到如下結(jié)論:

1)基于混合微波集成電路,設(shè)計(jì)時(shí)在單胞管芯匹配電路中復(fù)合應(yīng)用多級(jí)微帶阻抗變換器和L-C匹配網(wǎng)絡(luò),并通過(guò)多級(jí)微帶阻抗變換網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)寬帶功率分配/合成網(wǎng)絡(luò),成功將X波段內(nèi)匹配功率管的帶寬拓展至8.0～11.0 GHz,后續(xù)還可以通過(guò)進(jìn)一步優(yōu)化匹配電路以實(shí)現(xiàn)更寬的帶寬。

2)本文基于0.5 μm GaN HEMT工藝研制了一款寬帶高功率內(nèi)匹配功率放大器,其在8.0～11.0 GHz頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了200 W以上的輸出功率,能夠同時(shí)滿足寬頻帶和大功率工作的需求,在國(guó)內(nèi)外X波段相關(guān)報(bào)道中首次達(dá)到該指標(biāo)。后續(xù)還可以通過(guò)優(yōu)化功率管芯的結(jié)構(gòu)以實(shí)現(xiàn)更佳的功率放大器性能,有利于雷達(dá)系統(tǒng)的集成化與一體化發(fā)展。