高功率GaN 微波器件大信號縮放模型*

成愛強 王帥 徐祖銀 賀瑾 張?zhí)斐?包華廣 丁大志

1) (南京電子器件研究所,微波功率器件事業(yè)部,南京 210016)

2) (南京理工大學(xué)微電子學(xué)院,南京 210094)

基于經(jīng)驗基EEHEMT 等效電路模型,針對AlGaN/GaN HEMTs 提出一種可縮放大信號模型,以準(zhǔn)確獲取寬柵多指器件的電學(xué)性能.所提出的模型從器件的柵寬、柵指個數(shù)角度出發(fā),分別對器件模型的本征參數(shù)漏源電流、柵源電容和柵漏電容制定了相應(yīng)的縮放規(guī)則.為了驗證所提縮放大信號模型的準(zhǔn)確性,通過總柵寬為14.4 mm 的L 頻段GaN 高效率功率放大器進(jìn)行比對驗證,仿真與測試結(jié)果在1120—1340 MHz 頻帶內(nèi)功率值不低于46.5 dBm,漏極效率值不低于70%,結(jié)果高度吻合.此外,利用該模型在對大柵寬GaN HEMTs基波信息進(jìn)行準(zhǔn)確仿真的基礎(chǔ)上能很好預(yù)測器件的高次諧波信息,可為先進(jìn)大功率、高效率的微波功率放大器的設(shè)計提供重要支撐.

1 引言

隨著無線通訊的飛速發(fā)展,具有高功率密度、高電子遷移率、高擊穿場強等優(yōu)勢的GaN HEMTs受到越來越多的關(guān)注[1-3].為對先進(jìn)GaN HEMTs進(jìn)行設(shè)計,可靠的射頻大信號模型顯得尤為重要.目前,GaN HEMTs 射頻大信號模型主要包含行為基模型[4,5]、經(jīng)驗基模型[6,7]和物理基模型[8,9].考慮到模型提取時間和仿真收斂性問題,經(jīng)驗基模型的使用范圍最為寬泛.與其他兩類模型相比,經(jīng)驗基模型不僅具有較好的收斂性,而且精確度較高,易于嵌入到商業(yè)軟件ADS (Advanced Design System)中使用[10],這也是其被廣泛研究的另一重要原因.

精準(zhǔn)的GaN HEMTs 大信號縮放模型,不僅能減少GaN 功率放大器匹配電路的迭代次數(shù)、縮短產(chǎn)品研發(fā)周期,而且在改善GaN 功率放大器性能方面也發(fā)揮重要作用.GaN HEMTs 經(jīng)驗基模型參數(shù)通常被分為寄生參數(shù)和本征參數(shù)兩部分[11],如圖1 所示,淡藍(lán)色區(qū)域表示本征參數(shù)部分,剩余區(qū)域表示寄生參數(shù)部分.近年來關(guān)于縮放模型的研究工作大多都圍繞寄生參數(shù)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)開展,通過改變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來改善縮放模型在高頻的S參數(shù)擬合精度[12-14].與GaAs HEMTs 相比,GaN HEMTs在飽和輸出時非線性效應(yīng)更嚴(yán)重、更復(fù)雜[15],對本征參數(shù)進(jìn)行簡單的線性縮放已不滿足電路設(shè)計的精度需求.針對上述問題,文獻(xiàn)[16]提出了一種改進(jìn)的縮放大信號模型,該模型能精確預(yù)測基波信息,但對高次諧波特性的預(yù)測精度則有所欠缺.2017 年,Xu[17]等基于Angelov 模型修正了本征參數(shù)的縮放規(guī)則,并驗證了該縮放模型對基波、高次諧波的高預(yù)測精度,但縮放比不足1∶7.隨著GaN功率放大器的發(fā)展,高功率、高效率GaN 功率放大器的設(shè)計往往需要增大GaN 管芯的總柵寬長度,同時對高次諧波進(jìn)行調(diào)諧,以此來提升功率放大器的輸出功率和漏極效率[18].因此,為了提升GaN功率放大器的性能,GaN HEMTs 可縮放大信號模型不僅需要對基波、高次諧波信息進(jìn)行高精度預(yù)測,同時還需要在大縮放比下依然保持模型良好的精度.

圖1 GaN HEMTs 大信號模型拓?fù)鋱DFig.1.GaN HEMTs large signal model topology.

本文基于EEHEMT 等效電路模型,針對AlGaN/GaN HEMTs 提出了一種可縮放大信號模型,充分考慮管芯溝道異質(zhì)結(jié)界面的二維電子氣(2DEG)與電流、本征電容的關(guān)系,提出關(guān)于管芯跨導(dǎo)峰值、柵極與2DEG 產(chǎn)生的電容的縮放規(guī)則,拓寬大信號縮放模型的適用范圍.采用縮放比為1∶18 的模型設(shè)計了一款L 頻段的高效率GaN 功率放大器,通過仿真數(shù)據(jù)和實測結(jié)果的對比,驗證了該模型在大縮比下的高精度優(yōu)勢,證實本論文提出的可縮放大信號模型對大柵寬GaN 功率放大器的設(shè)計具有重要的指導(dǎo)意義.

2 可縮放大信號模型

對于建立精確AlGaN/GaN HEMTs 可縮放大信號模型而言,確定不同柵寬GaN 器件之間的縮放規(guī)則尤為重要.單指柵寬和柵指個數(shù)共同決定著器件的輸出功率量級,并且單指柵寬對器件的增益及效率影響極大.建立GaN HEMTs 可縮放大信號模型流程如圖2 所示.利用Open-Short 去嵌方法[19]去嵌外圍測試PAD 之后,剩余GaN 管芯有源區(qū)的電路拓?fù)鋱D,如圖1 所示.對管芯模型寄生參數(shù)的提取與縮放規(guī)則分別參考文獻(xiàn)[20]和文獻(xiàn)[21].

圖2 建立可縮放大信號模型流程圖Fig.2.Flow chart of establishing a scalable large signal model.

2.1 漏源電流Ids 模型

EEHEMT 漏源電流Ids模型[22]根據(jù)跨導(dǎo)曲線的分布主要分為4 個區(qū)域: 夾斷區(qū)、線性區(qū)、飽和區(qū)和壓縮區(qū),如圖3 所示.該漏源電流模型能夠精確擬合GaN HEMTs 輸出特性曲線的亞閾值區(qū)和飽和區(qū),能夠較好地表征器件在主要工作區(qū)域的非線性特性.

圖3 GaN HEMTs 跨導(dǎo)曲線示意圖Fig.3.Schematic diagram of GaN HEMTs transconductance curve.

i) 夾斷區(qū)

式中,Vt=(Vto—Vch)/[1+γ(Vdso—Vds)]+Vch,Vto表示管芯夾斷閾值柵壓,與管芯工藝有關(guān);Vch表示管芯模型參數(shù)Gamma 不在影響I-V曲線時的柵極-源極電壓;Vdso為管芯正常使用的漏極電壓;其余參數(shù)均為擬合參數(shù).

ii) 線性區(qū)

式中,Vg=(Vgo—Vch)/[1+γ(Vdso—Vds)]+Vch;Gmmax表示跨導(dǎo)gm—Vgs最大值,在管芯相同工藝的情況下,該參數(shù)與管芯飽和電流大小有關(guān),即與管芯總柵寬有關(guān);Vgo表示管芯跨導(dǎo)gm—Vgs達(dá)到最大值時的柵壓,與管芯工藝有關(guān);Vdso表示的是管芯正常工作時的漏極電壓,這意味著EEHEMT 模型不能在全域范圍內(nèi)準(zhǔn)確,但是可以做到在確定靜態(tài)工作點下,對GaN HEMT 功率特性進(jìn)行預(yù)測與表征,也就是說EEHEMT 可在一個確定的動態(tài)負(fù)載線覆蓋范圍內(nèi)實現(xiàn)局部精確.

iii) 飽和區(qū)

式中Vc=Vco+μ(Vdso—Vds),Vco,μ均為擬合參數(shù).

iv) 壓縮區(qū)

為使漏源電流Ids模型可縮放,本文針對不同尺寸GaN 管芯模型中的Gmmax和ΔGm參數(shù)提出縮放規(guī)則,具體為:

式中,帶有下標(biāo)“ref”表示參考器件模型的參數(shù),帶有下標(biāo)“new”表示實際使用器件模型的參數(shù);UGW和NGF 分別代表器件單指柵寬和柵指個數(shù);Nw和Nf表示縮放因子.

2.2 本征電容Cgs 和Cgd 模型

在GaN HEMTs 建模過程中,本征電容不能直接被測量得到,需要通過多偏置小信號建模來提取本征電容參數(shù).在大信號建模時,本征電容Cgs和Cgd表現(xiàn)出強非線性,故準(zhǔn)確表征Cgs和Cgd是大信號建模的關(guān)鍵.柵源電容Cgs表征柵極對地電容、柵漏電容Cgd表征柵極到漏極的傳導(dǎo)電容.本征電容Cgs和Cgd模型[22]具體表達(dá)式為

式中,G(Vgs)=1+tanh[3(Vgs-Vinfl)/ΔGs];g(Vgs)=Vgs-Vinfl+ΔGsln{cosh[3(Vgs-Vinfl)/ΔGs]/3};C11o和C11th分別表示管芯模型輸入電容C11—Vgs的最大值與最小值;C12sat表示柵極到漏極的傳導(dǎo)電容最大值;λ 表示輸入電容C11—Vds的斜率;ΔGs表示輸入電容C11—Vgs由最小值變化到最大值的過渡柵極電壓;其余參數(shù)均為擬合參數(shù).

為使不同尺寸GaN 管芯之間的柵源電容Cgs和柵漏電容Cgd具備縮放能力,本文對輸入電容、傳導(dǎo)電容模型中的C11o,C11th和C12sat三個參數(shù)提出了縮放規(guī)則,具體如(7)式:

3 測試系統(tǒng)及模型提取結(jié)果

本文采用Maury 公司的IVCAD 軟件進(jìn)行GaN HEMTs 的I-V曲線和小信號S參數(shù)測量.該套測量系統(tǒng)包含的儀器設(shè)備有: 控制單元AM3203、柵電源AM3211、漏電源AM3221、偏置器Kesight 11612 V k23、矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Rohde &Schwarz ZNA43,具體連接方式如圖4 所示.其中矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀用于S參數(shù)的測量,控制單元用于驅(qū)動AM3211 和AM3221 使其觸發(fā)測量所需的柵極電壓和漏極電壓,偏置器的作用是將矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀發(fā)射的射頻信號和AM3211 和AM3221 觸發(fā)的柵、漏電壓疊加并分別輸入至待測器件的柵極、漏極.

圖4 I-V/S 參數(shù)在片測量系統(tǒng)實物圖Fig.4.Photograph of the devices used to measure I-V/S parameters on wafer.

圖5 為南京電子器件研究所采用同一工藝研制的GaN HEMTs,圖中4 只GaN HEMTs 單指柵寬和柵指個數(shù)分別為4×100 μm,4×200 μm,10×96 μm 和12×100 μm,柵源間距、柵漏間距等其他物理尺寸保持一致.利用(1)式—(4)式,分別對圖5 中不同尺寸GaN HEMTs 進(jìn)行I-V曲線的擬合,最終Gmmax和ΔGm參數(shù)提取結(jié)果如圖6 所示,表明了本論文提出的關(guān)于Gmmax和ΔGm縮放規(guī)則與實際情況相符合.

圖5 不同尺寸AlGaN/GaN HEMTs 實物圖Fig.5.Photographs of the different sizes AlGaN/GaN HEMTs.

圖6 參數(shù)Gmmax 和ΔGm 縮放與實測對比Fig.6.Comparison between modeled and measured results of parameters Gmmax and ΔGm.

漏源電流Ids關(guān)于Vgs的N階導(dǎo)數(shù)記為N階跨導(dǎo).圖7 為不同尺寸GaN 管芯在Vds=28 V 的非歸一化一階跨導(dǎo)gm,從圖7 可以看出,不同尺寸GaN 管芯的夾斷閾值柵壓Vto和gm達(dá)到最大值時的柵壓Vgo基本保持一致.由于4 只不同尺寸的GaN 管芯采用的工藝相同,因此管芯柵絕緣材料和厚度一致,管芯柵極對溝道的控制能力也相同,所以Vto和Vgo基本保持不變,也表明Vto和Vgo與管芯工藝有關(guān)、與管芯尺寸無關(guān).

圖7 仿真和實測的非歸一化gm 對比Fig.7.Comparison between model simulated and measured results of non-normalized gm.

從圖7 可以看出,gm有保持為零-急劇上升-緩慢下降3 種狀態(tài).在柵壓未達(dá)到管芯夾斷閾值Vto之前,gm基本保持為零是由于柵極加的負(fù)電足以將GaN 管芯溝道耗盡層中的2DEG 耗盡;當(dāng)柵壓達(dá)到開啟電壓后,管芯2DEG 溝道中的電子迅速積累,2DEG 不受緩沖層和勢壘層材料電離雜質(zhì)散射的影響,且2DEG 具有極高的遷移率,使器件的gm迅速到達(dá)峰值Gmmax;當(dāng)器件柵壓繼續(xù)增大,溝道中的2DEG 遷移率達(dá)到飽和,電子開始溢出三角勢阱進(jìn)入勢壘層和緩沖層,在勢壘層電離雜質(zhì)散射的影響下,2DEG 中電子遷移率降低,gm進(jìn)入壓縮階段.

在相同條件下,AlGaN/GaN 管芯溝道中2DEG的濃度決定了管芯漏源電流的大小,而2DEG 存在于異質(zhì)結(jié)界面,所以管芯漏源電流大小由管芯異質(zhì)結(jié)界面大小決定,即管芯尺寸越大,異質(zhì)結(jié)界面越大,管芯漏源電流也越大.Gmmax既可以表示管芯gm的峰值,也可用來表征管芯漏源電流在柵壓Vto與Vgo之間上升的最大斜率.由于同一種工藝管芯的Vto和Vgo基本保持不變,而漏源電流大小與管芯尺寸有關(guān).因此,同一種工藝GaN 管芯的Gmmax與管芯尺寸有關(guān)的理論正確,也證實了本文對不同尺寸GaN 管芯的Gmmax提出的縮放規(guī)則正確.同理,當(dāng)管芯尺寸越大,勢壘層的面積越大,由于勢壘層單位面積電離出的雜質(zhì)對2DEG 中電子的散射作用不變,故管芯尺寸越大,2DEG 溝道中電子受電離雜質(zhì)散射影響隨之增加,gm壓縮區(qū)的下降斜率ΔGm值也會增大.

分別對圖5 中不同尺寸GaN 器件進(jìn)行多偏置小信號建模,提取得到的柵源電容Cgs、柵漏電容Cgd與柵壓、漏壓呈現(xiàn)非線性關(guān)系.利用(6)式對其進(jìn)行擬合,最終(6)式中C11o,C11th和C12sat的數(shù)值如圖8 所示.當(dāng)管芯增加?xùn)胖競€數(shù),即將圖1中的多個等效電路模型在橫向并聯(lián),其本征電容Cgs和Cgd也是并聯(lián),故本征電容Cgs和Cgd與柵指個數(shù)成正比關(guān)系.本征電容Cgs表征柵極與源極溝道中2DEG 產(chǎn)生的電容,本征電容Cgd表征柵極與漏極道中2DEG 有產(chǎn)生的電容[23].當(dāng)管芯增大單指柵寬,即將圖1 示意圖縱向拉長,增大源極、漏極溝道中2DEG 的面積,所以本征電容Cgs和Cgd與單指柵寬成正比例關(guān)系.考慮到文獻(xiàn)[23]所述,管芯關(guān)斷狀態(tài)耗盡層的邊緣寄生電容Cifs和Cifd與管芯開啟狀態(tài)柵極對耗盡層2DEG 的電容Cgc的存在,本論文沒有直接對電容Cgs和Cgd提出縮放規(guī)則,而是對輸入電容的最大值、最小值和傳導(dǎo)電容的最大值提出了縮放規(guī)則.圖8 模型參數(shù)提取結(jié)果也驗證了本文對本征電容提出的縮放規(guī)則與實際相符合.

圖8 輸入電容閾值、柵漏傳導(dǎo)電容縮放與實測對比Fig.8.Comparison between modeled and measured results of input capacitance threshold and gate-drain conduction capacitance.

4 可縮放大信號模型驗證

為驗證上述提出的漏源電流Ids、本征電容Cgs和Cgd縮放規(guī)則在超大柵寬GaN 器件中的精準(zhǔn)度,本文以4×200 μm GaN HEMTs 大信號模型作為參考模型,縮放至36×400 μm GaN HEMTs使用,縮放比高達(dá)18 倍.由于實際使用的管芯尺寸過大,難以實現(xiàn)在片測試驗證,本論文采用混合集成設(shè)計方案設(shè)計了一款L 頻段高效率功率放大器,如圖9 所示.

圖9 功率放大器實物圖Fig.9.Photograph of the power amplifier.

該功率放大器采用單個GaN 管芯設(shè)計而成,工作頻率是(1230±110) MHz.為了使功率放大器具有高效率、高線性度等優(yōu)點,將該功率放大器靜態(tài)工作點設(shè)置為Vgs=—2.2 V,Vds=28 V,即工作在AB 類.利用可縮放大信號模型在商業(yè)軟件ADS中對36×400 μm GaN HEMTs 進(jìn)行負(fù)載牽引仿真,為了兼顧工作頻帶內(nèi)的輸出功率及漏極效率,輸入、輸出阻抗分別選取了(1.06 — j3.92) Ω 和(7.1+j2.35) Ω.利用選取的阻抗分別設(shè)計功率放大器的輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò),并將輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)與36×400 μm GaN HEMTs 大信號模型結(jié)合在一起進(jìn)行電路優(yōu)化、仿真.如圖10 所示,最終輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的回波損耗S11均小于—13 dB,插入損耗S21均大于—0.3 dB,滿足設(shè)計需求.

輸入功率固定為30 dBm,輸入信號頻率掃描范圍為1100—1400 MHz,對比仿真數(shù)據(jù)和實測結(jié)果,如圖11 所示,在1100—1400 MHz 頻帶內(nèi)兩者高度一致.該功率放大器在工作頻帶1120—1340 MHz內(nèi)輸出功率不小于47 dBm,效率不低于70%.

圖11 仿真和實測的頻率掃描結(jié)果對比Fig.11.Comparison between simulated and measured results in frequency sweep.

輸入信號頻率固定為1200 MHz,輸入功率掃描范圍為15—35 dBm,如圖12 所示,該功率放大器在小信號時的增益有21 dBm,在頻率1200 MHz的基波輸出功率、增益和漏極效率仿真數(shù)據(jù)和實測結(jié)果基本吻合.

圖13 對比了該放大器在頻率1200 MHz 的二次諧波和三次諧波的功率仿真數(shù)據(jù)和實測結(jié)果.因此,圖11—圖13 對比結(jié)果表明本文所提的可縮放GaN HEMTs 大信號模型在大縮放比下不僅可以精準(zhǔn)預(yù)測基波信息,而且對諧波信息的預(yù)測也有較高精度.

圖13 仿真和實測的諧波功率對比Fig.13.Comparison between simulated and measured results of the power amplifier harmonic output power.

5 結(jié)論

本文為準(zhǔn)確表征大柵寬GaN HEMTs 的射頻性能,基于Agilent 公司開發(fā)的經(jīng)驗基EEHEMT等效電路模型,對其內(nèi)部本征參數(shù)漏源電流Ids、輸入電容Cgs、Cgd提出相關(guān)的系數(shù)縮放規(guī)則.利用所提可縮放大信號模型設(shè)計了一款總柵寬14.4 mm的高效率GaN 功率放大器,從仿真數(shù)據(jù)和實測結(jié)果對比可知,本文針對AlGaN/GaN HEMTs 提出的可縮放大信號模型精度較高,可應(yīng)用于指導(dǎo)大柵寬GaN 功率器件的設(shè)計與研制,在降低電路設(shè)計成本、縮短產(chǎn)品研發(fā)周期、提升產(chǎn)品性能方面具有重要意義.由于EEHEMT 模型缺乏對陷阱效應(yīng)、自熱效應(yīng)引起的動態(tài)行為表征能力,故本文所提的可縮放大信號模型在脈沖周期為1 ms,占空比為0.5%,靜態(tài)工作點在飽和區(qū)的情況下,適用性較好.為進(jìn)一步拓寬所提模型在連續(xù)波情況下的適用性,后續(xù)將對熱阻熱容的縮放開展研究.