一種單相非隔離可抑制漏電流的升降壓型逆變器

摘 要：該文提出一種單相單級(jí)式非隔離型逆變器，主要通過(guò)對(duì)Sepic電路進(jìn)行對(duì)稱(chēng)設(shè)計(jì)后再與H橋電路級(jí)聯(lián)，其不但可抑制漏電流，且可實(shí)現(xiàn)升降壓逆變。該逆變器的電感、電容參數(shù)均較小，拓?fù)渲蟹请娊怆娙?，且其調(diào)制方式簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)，適用于中小功率的光伏逆變系統(tǒng)。該文首先介紹新型逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，其中詳細(xì)分析系統(tǒng)共?；芈芬种坡╇娏鞯脑?；其次，根據(jù)中間電感電流流動(dòng)方式不同，采用不同調(diào)制方法，通過(guò)公式對(duì)其升降壓能力進(jìn)行分析，并對(duì)拓?fù)渲须姼?、電容參?shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)；最后，完成仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，其結(jié)果與理論分析一致。

關(guān)鍵詞：?jiǎn)蜗喾歉綦x型逆變器；漏電流；升降壓；非電解電容

中圖分類(lèi)號(hào)：TK513.5" " " " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

隨著能源危機(jī)和環(huán)境污染的加劇，中國(guó)越來(lái)越重視對(duì)可再生能源的利用［1］。其中對(duì)太陽(yáng)能的開(kāi)發(fā)利用呈逐年上升趨勢(shì)，光伏發(fā)電發(fā)展迅速。由于光伏組件所產(chǎn)生的電壓有較大波動(dòng)，則需光伏逆變器具有升降壓能力［2］。對(duì)于隔離型逆變器，若拓?fù)渲胁捎霉ゎl變壓器，不但會(huì)降低系統(tǒng)的功率密度，且會(huì)提高系統(tǒng)損耗；若采用高頻變壓器，雖然前者的缺點(diǎn)會(huì)得到改善但也增加了控制方法的難度。對(duì)于非隔離型逆變器，其效率和功率密度比隔離型的要高很多，但其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的輸入輸出端無(wú)法實(shí)現(xiàn)電氣隔離［3-4］，會(huì)使系統(tǒng)產(chǎn)生漏電流問(wèn)題，從而影響光伏發(fā)電系統(tǒng)的正常運(yùn)行［5-6］。

為解決非隔離型逆變器的漏電流問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出很多解決方案。對(duì)于電壓型可抑制漏電流的拓?fù)?，包括基于直流?cè)解耦結(jié)構(gòu)的拓?fù)淙鐐鹘y(tǒng)H5、H6拓?fù)涞龋?-8］；基于交流側(cè)解耦結(jié)構(gòu)的拓?fù)淙绺咝Э煽磕孀兤鳎╤ighly efficient reliable inverter concept，HERIC）拓?fù)洌?］等；基于中點(diǎn)鉗位結(jié)構(gòu)的拓?fù)淙鐜в须p向鉗位支路的改進(jìn)型全橋電路［10］、H5-D拓?fù)洌?1］、新型中點(diǎn)鉗位型（neutral point clamped，NPC）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［12］等，這些類(lèi)型的拓?fù)渫ǔＰ枰尤腩~外的開(kāi)關(guān)器件將共模電壓維持到輸入電壓的一半，從而抑制系統(tǒng)的共模電流，但是增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性，降低了系統(tǒng)功率密度，且這類(lèi)拓?fù)渲荒軐?shí)現(xiàn)降壓逆變，直流側(cè)有較大的電解電容，還需設(shè)置短路保護(hù)。而電流型可抑制漏電流的拓?fù)洌c電壓型類(lèi)似，有CH5、CH6等結(jié)構(gòu)［13-14］，盡管抑制了系統(tǒng)漏電流，且無(wú)需設(shè)置短路保護(hù)，但是存在只能升壓逆變，直流側(cè)電感較大的問(wèn)題。

對(duì)于傳統(tǒng)非隔離型拓?fù)渲荒軐?shí)現(xiàn)升壓或降壓逆變的不足，許多學(xué)者提出了非隔離型可升降壓的逆變器拓?fù)洌?5］，但是就此類(lèi)拓?fù)浯嬖诘穆╇娏鲉?wèn)題并未得到很好解決。現(xiàn)有的非隔離型可升降壓且可抑制漏電流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)根據(jù)是否共地可分為兩種類(lèi)型。在文獻(xiàn)［16-18］中提出的都是單相可升降壓共地型拓?fù)洌祟?lèi)拓?fù)涞墓餐c(diǎn)是只消除了光伏組件陰極端寄生電容產(chǎn)生的漏電流，而其陽(yáng)極端卻依然存在漏電流問(wèn)題，且此類(lèi)拓?fù)渲卸己须娊怆娙?，?huì)降低電路使用壽命以及可靠性。文獻(xiàn)［19］提出一種四開(kāi)關(guān)升降壓逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)涫强缮祲悍枪驳匦徒Y(jié)構(gòu)，其雖然可有效抑制漏電流，但是存在電感個(gè)數(shù)較多，功率密度不高的問(wèn)題。

根據(jù)上述方案存在的不足，本文提出一種新型單相非隔離可抑制漏電流的升降壓型逆變器。該逆變器是將傳統(tǒng)的Sepic電路進(jìn)行對(duì)稱(chēng)設(shè)計(jì)后與H橋進(jìn)行級(jí)聯(lián)，其無(wú)需添加額外開(kāi)關(guān)管和解耦支路，就可實(shí)現(xiàn)升降壓逆變；其調(diào)制方式簡(jiǎn)單，可抑制漏電流；其電感電容參數(shù)均較小，無(wú)需電解電容，從而提高了系統(tǒng)的功率密度和使用壽命。本文理論分析了其工作原理和調(diào)制策略，進(jìn)而通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 單相非隔離可抑制漏電流的升降壓型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為本文提出的單相非隔離可抑制漏電流的升降壓型逆變器。該拓?fù)洳捎脤?duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)，其由輸入側(cè)電感[Li1，2]、中間電感[LS]、中間電容[C1，2]、濾波電容[Cf]、濾波電感[Lf1，2]、單方向開(kāi)關(guān)管S1～S4以及開(kāi)關(guān)管S5組成。拓?fù)漭斎雮?cè)接光伏陣列或蓄電池等直流電源，輸出側(cè)可接負(fù)載或直接與電網(wǎng)相連。

該逆變器正常工作時(shí)，開(kāi)關(guān)管S5為高頻驅(qū)動(dòng)，開(kāi)關(guān)管S1～S4為工頻驅(qū)動(dòng)，其中根據(jù)流過(guò)中間電感[LS]的電流方向不同，分為中間電感電流單向流動(dòng)模式和中間電感電流雙向流動(dòng)模式。

1）當(dāng)電路在中間電感電流單向流動(dòng)模式下工作時(shí)，可分為4種運(yùn)行模態(tài)，其中輸出正半周期和負(fù)半周期為對(duì)稱(chēng)關(guān)系，故本文只以輸出正半周期時(shí)的運(yùn)行模態(tài)為例進(jìn)行工作原理分析。在該模態(tài)下中間電感[LS]的取值較大，且此時(shí)需給開(kāi)關(guān)管S1、S4驅(qū)動(dòng)信號(hào)，有如下運(yùn)行模態(tài)。

運(yùn)行模態(tài)1：此時(shí)開(kāi)關(guān)管S5處于開(kāi)通狀態(tài)，而開(kāi)關(guān)管S1和S4為截止?fàn)顟B(tài)，如圖2a所示。此時(shí)電源[Uin]給輸入電感[Li1，2]充電，中間電容[C1，2]與中間電感[LS]形成充電回路，輸出側(cè)電容[Cf]向負(fù)載傳輸能量。

運(yùn)行模態(tài)2：此時(shí)開(kāi)關(guān)管S5處于截止?fàn)顟B(tài)，開(kāi)關(guān)管S1和S4開(kāi)通，如圖2b所示。此時(shí)電源[Uin]和輸入電感[Li1，2]向中間電容[C1，2]充電，并且給負(fù)載供能，而中間電感[LS]的電流保持原方向流動(dòng)，也會(huì)向負(fù)載供電。

2）當(dāng)電路在中間電感電流雙向流動(dòng)模式下工作時(shí)，中間電感LS的取值較小，可分為8種運(yùn)行模態(tài)，其中輸出正半周期包括運(yùn)行模態(tài)1、2、3、4，而輸出負(fù)半周期同樣與正半周期為對(duì)稱(chēng)關(guān)系，這里只以正半周為例進(jìn)行分析。在此狀態(tài)下，運(yùn)行模態(tài)1、2與中間電感電流單向流動(dòng)模式時(shí)的相同，而運(yùn)行模態(tài)3、4是開(kāi)關(guān)管S5斷開(kāi)后額外增加的兩個(gè)運(yùn)行模態(tài)，故下面只對(duì)這兩個(gè)運(yùn)行模態(tài)進(jìn)行分析。

運(yùn)行模態(tài)3：開(kāi)關(guān)管S5截止，開(kāi)關(guān)管S1和S4處于開(kāi)通狀態(tài)，如圖3a所示。在此模態(tài)下電源[Uin]和輸入電感[Li1，2]向中間電感[LS]提供反向能量，同時(shí)向中間電容[C1，2]和負(fù)載充能，在這期間中間電感[LS]的電流先減小為零后反向增加。

運(yùn)行模態(tài)4：開(kāi)關(guān)管S1、S4和S5都處于截止?fàn)顟B(tài)，此時(shí)電源[Uin]和輸入電感[Li1，2]給中間電容[C1，2]和中間電感[LS]傳輸能量，直到中間電感電流與輸入電流一致，而輸出側(cè)為電容[Cf]為負(fù)載供電，如圖3b所示。

1.2 系統(tǒng)共?；芈贩治?/p>

如圖4所示為該拓?fù)涞墓材；芈贩治瞿Ｐ?，其中[CPV]為光伏陣列對(duì)地的等效寄生電容，[Vg]為并網(wǎng)電壓，設(shè)定參考點(diǎn)為[P、][N]。

當(dāng)開(kāi)關(guān)管S5斷開(kāi)時(shí)，對(duì)應(yīng)的共?；芈贩治鰣D如圖5所示。將圖5a進(jìn)行簡(jiǎn)化可得到圖5b，將圖5b轉(zhuǎn)入頻域，引入拉普拉斯算子后得到圖5c，其中的阻抗均為對(duì)應(yīng)支路電感電容的頻域值。接著將圖5c中的[Z12、Z23、Z31]進(jìn)行星三角變換，整理后可得到圖5d所示的共?；芈纷罱K化簡(jiǎn)圖。

根據(jù)計(jì)算得到中間電容[C1=4.7] μF，由于[C1=C2]，則有[C2=4.7]μF。

綜上，本文使用的無(wú)源器件值都較小，無(wú)需電解電容，便于提高逆變器功率密度，增加使用壽命。

4 仿真分析

在理論分析的基礎(chǔ)上對(duì)本拓?fù)溥M(jìn)行仿真分析，其中輸入電壓為250 V，其余參數(shù)如表1所示。

4.1 開(kāi)環(huán)仿真分析

4.1.1 中間電感電流單向流動(dòng)模式

該拓?fù)湓谥虚g電感電流單向流動(dòng)模式時(shí)開(kāi)環(huán)升降壓仿真波形如圖9所示，此時(shí)采用NPWM調(diào)制。

從圖9a可得，在升壓逆變時(shí)其輸出電壓幅值為300 V，其大于輸入電壓；降壓逆變時(shí)其輸出電壓幅值為200 V，其小于輸入電壓。故在中間電感電流單向流動(dòng)模式下該拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)升降壓逆變。

圖9b為升壓情況下，輸入電感電流和中間電感電流波形圖，可看出此時(shí)輸入電感電流和中間電感電流均處于連續(xù)狀態(tài)。

4.1.2 中間電感電流雙向流動(dòng)模式

該拓?fù)湓谥虚g電感電流雙向流動(dòng)模式開(kāi)環(huán)升降壓仿真波形如圖10所示，此時(shí)采用正弦脈寬調(diào)制（sinusoidal pulse width modulation，SPWM）。

由圖10a可得到，升壓逆變時(shí)改變調(diào)制比使輸出電壓幅值依然為300 V，大于輸入電壓；降壓時(shí)改變調(diào)制比使輸出電壓幅值為200 V，小于輸入電壓。故在中間電感電流雙向流動(dòng)模式下同樣可實(shí)現(xiàn)升降壓逆變。

圖10b為升壓情況下，輸入電感電流和中間電感電流波形圖，可看出此時(shí)輸入電感電流處于連續(xù)狀態(tài)，而中間電感電流有正有負(fù)。

4.2 并網(wǎng)仿真分析

對(duì)本文的拓?fù)溥M(jìn)行并網(wǎng)仿真驗(yàn)證，采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器和電網(wǎng)電壓前饋控制。其仿真輸入電壓為300 V，并網(wǎng)電壓峰值為311 V，在中間電感電流單向流動(dòng)和雙向流動(dòng)兩種模式下得到圖11和圖12的并網(wǎng)結(jié)果。

由圖11a可得出，在中間電感電流單向流動(dòng)模式下，并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓滿(mǎn)足同頻同相，此時(shí)并網(wǎng)電流THD=1.25%，各次諧波也滿(mǎn)足相關(guān)規(guī)定要求，同時(shí)看出此時(shí)中間電感電流處于連續(xù)狀態(tài)。

由圖11b可得出，此時(shí)的共模電壓為電網(wǎng)電壓的一半，與理論分析相符。此時(shí)共模電流有效值為7.21 mA，依據(jù)NB/T 32004—2013《光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器技術(shù)規(guī)范》［20］所規(guī)定的漏電流有效值不大于30 mA的相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)，可看出此時(shí)漏電流是滿(mǎn)足要求的。

由圖12a可得出，在中間電感電流雙向流動(dòng)模式下，并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓依然滿(mǎn)足同頻同相，此時(shí)并網(wǎng)電流THD=1.13%，其各次諧波同樣也滿(mǎn)足相關(guān)規(guī)定要求。由圖12b可看出，共模電壓為電網(wǎng)電壓的一半，共模電流有效值為7.13 mA，同樣滿(mǎn)足相關(guān)規(guī)定要求。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證前文理論分析的正確性，搭建了1 kW的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

5.1 開(kāi)環(huán)實(shí)驗(yàn)分析

首先進(jìn)行開(kāi)環(huán)情況下中間電感電流單向流動(dòng)模式和雙向流動(dòng)模式升降壓實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13和圖14所示。其中圖13a為升壓情況下中間電感電流單向流動(dòng)時(shí)的電壓、電流波形圖，可看出此時(shí)輸入電壓約為150 V，而輸出電壓幅值約為180 V，即電路實(shí)現(xiàn)了升壓逆變，且中間電感電流都為正，即為單向流動(dòng)模式。

由圖13b可看出輸入電壓約為210 V，輸出電壓幅值約為180 V，故電路實(shí)現(xiàn)了降壓逆變，且中間電感電流為單向流動(dòng)模式。

圖14a和圖14b分別為雙向模式下升降壓運(yùn)行的電壓電流波形圖，可看出此時(shí)該逆變器依然能實(shí)現(xiàn)正弦波輸出，且波形質(zhì)量較好。

從開(kāi)環(huán)實(shí)驗(yàn)可得出，在中間電感單向流動(dòng)模式和雙向流動(dòng)模式下，該拓?fù)渚稍诒ＷC輸出波形良好的情況下，實(shí)現(xiàn)升降壓逆變，證明了前文理論分析和仿真分析的正確性。

5.2 并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)分析

對(duì)該拓?fù)溥M(jìn)行兩種運(yùn)行模式下的并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)，以驗(yàn)證其對(duì)漏電流的抑制能力。采用的電網(wǎng)電壓幅值為100 V，并網(wǎng)電流幅值為5 A，得到中間電感電流單向流動(dòng)模式下并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖15和圖16所示。

由圖15可看出，并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓頻率和相位均一致，其并網(wǎng)電流THD為3.67%，小于5%，滿(mǎn)足并網(wǎng)要求。

圖16為單向模式并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)的共模電壓電流波形圖，從圖16a可得此時(shí)共模電壓確實(shí)為一半的電網(wǎng)電壓，且為工頻周期。從圖16b可知此時(shí)共模電流有效值為22.0 mA，滿(mǎn)足相關(guān)規(guī)定要求。

雙向流動(dòng)模式下并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖17和圖18所示。由圖17可看出，此時(shí)并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同樣符合同頻同相，并網(wǎng)電流同樣滿(mǎn)足并網(wǎng)要求。

圖18為雙向模式并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)的共模電壓電流波形圖，從圖18a可看出共模電壓為電網(wǎng)電壓的一半。從圖18b分析可知，此時(shí)共模電流有效值為15.8 mA，亦滿(mǎn)足相關(guān)規(guī)定要求。

根據(jù)并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)可得出，在中間電感單向流動(dòng)模式和雙向流動(dòng)模式下，該拓?fù)涞牟⒕W(wǎng)電流均滿(mǎn)足要求，且均可抑制漏電流，證明了前文理論分析和仿真分析的正確性。

6 結(jié) 論

本文提出了單相非隔離可抑制漏電流的升降壓型逆變器，該拓?fù)湟許epic電路為基礎(chǔ)，進(jìn)行對(duì)稱(chēng)設(shè)計(jì)后與H橋電路級(jí)聯(lián)，解決了一些現(xiàn)有逆變器存在的問(wèn)題，通過(guò)對(duì)該拓?fù)溥M(jìn)行理論分析、仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，可得出以下主要結(jié)論：

1） 本文所提出的逆變器拓?fù)?，根?jù)中間電感電流流動(dòng)方向的不同可分為單向流動(dòng)模式和雙向流動(dòng)模式，在此兩種模式下均能實(shí)現(xiàn)輸入電壓寬范圍變化，具有穩(wěn)定升降壓能力。

2） 對(duì)該逆變器在兩種模式下的共模電壓進(jìn)行推導(dǎo)分析可知其值為電網(wǎng)電壓的一半，且為工頻變化；通過(guò)仿真、實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該拓?fù)浯_實(shí)具有有效抑制漏電流的能力。

3） 該逆變器的電感和電容取值均較小，故無(wú)需電解電容，可實(shí)現(xiàn)逆變器的輕量化、具備使用壽命長(zhǎng)、功率密度高等優(yōu)勢(shì)。

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SINGLE-PHASE NON-ISOLATED BUCK-BOOST INVERTER WITH LEAKAGE CURRENT SUPPRESSION

Wang Liqiao，Xing Xiaoshan，Guan Chenggong

（ Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province， Yanshan University， Qinhuangdao 066004， China）

Abstract：In this paper， a single-phase single-stage non-isolated inverter is proposed. The inverter is designed by the Sepic circuit symmetrically and cascaded with the H-bridge circuit， which can not only suppress the leakage current but also realize the Buck-Boost inverter. The inductance and capacitance parameters are small with non-electrolytic capacitors in the topology. Besides， its modulation method is simple and easy to implement， which is suitable for small and medium power PV inverter systems. Firstly， this paper introduces the topology and working principle of the new inverter， in which the principle of suppressing the leakage current in the common mode loop of the system is analyzed in detail. Secondly， according to the different flow modes of intermediate inductor current， different modulation methods are adopted. The Buck-Boost capability is analyzed by formula， and the inductance and capacitance parameters in the topology are designed. Finally， the simulation and experimental verification are completed. The results are consistent with the theoretical analysis.

Keywords：single-phase non-isolated inverter； leakage current； Buck-Boost； non-electrolytic capacitor

收稿日期：2022-05-16

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（51677162）；河北省自然科學(xué)基金（E2017203235）

通信作者：王立喬（1974—），男，博士、教授，主要從事高頻功率變換、大功率電力電子變流、可再生能源發(fā)電、分布式發(fā)電系統(tǒng)等方面的

研究。353106174@qq.com