毫米波寬帶低副瓣波導(dǎo)縫隙陣列天線設(shè)計(jì)

王楠楠，王鵬程，陸滿君，王碧芬

（1.哈爾濱工業(yè)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001；2.上海無線電設(shè)備研究所，上海 201109）

0 引言

波導(dǎo)縫隙天線是在矩形金屬波導(dǎo)壁上按一定規(guī)律開縫，切割波導(dǎo)表面連續(xù)的電流，從而使得波導(dǎo)內(nèi)的電磁波通過縫隙向自由空間輻射［1-2］。波導(dǎo)縫隙陣列天線由于其高效率、大功率容量、高機(jī)械強(qiáng)度、結(jié)構(gòu)緊湊、低剖面、易實(shí)現(xiàn)高增益和低副瓣，以及載體共形等優(yōu)點(diǎn)［3-7］，被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)和通信領(lǐng)域［8］。

波導(dǎo)縫隙陣列天線應(yīng)用最多的是駐波式（諧振式）寬邊縱縫陣列，傳統(tǒng)的波導(dǎo)縫隙陣列天線的工作頻帶受到縫隙數(shù)量的限制，通常較窄［9］。隨著雷達(dá)和通信系統(tǒng)對饋源天線性能的要求不斷提升，在保證高增益和低副瓣的同時(shí)拓展工作帶寬成為波導(dǎo)縫隙陣列天線的一個(gè)研究重點(diǎn)。

隨著擴(kuò)散焊和低溫共燒陶瓷（Low Temperature Co-fired Ceramic，LTCC）等工藝和新型技術(shù)的發(fā)展，帶有腔體結(jié)構(gòu)的多層縫隙輻射單元的高性能波導(dǎo)縫隙陣列天線被陸續(xù)提出［10-23］，多層的縫隙輻射單元與自由空間具有更好的匹配以提升天線的工作帶寬，并且可以降低各輻射縫隙之間的互耦。

本文設(shè)計(jì)了一種新穎的基于對稱功分饋電結(jié)構(gòu)的毫米波頻段波導(dǎo)縫隙線陣天線，并在輻射波導(dǎo)部分引入二階短路金屬階梯。該天線相比于傳統(tǒng)的諧振式波導(dǎo)縫隙線陣具有更寬的工作頻帶，并且在工作頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了低副瓣性能。

1 天線結(jié)構(gòu)

本文所提出的毫米波低副瓣波導(dǎo)縫隙陣列天線基于矩形金屬波導(dǎo)，分為上下兩層，主要由E 面一分二功分器、E 面反相器和12 個(gè)非均勻波導(dǎo)寬邊縱縫輻射單元組成，該天線的結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 波導(dǎo)縫隙陣列結(jié)構(gòu)Fig.1 Schematic diagram of the waveguide slot array antenna

該天線由標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)BJ400 饋電，饋電端口在天線的底部。從饋電端口進(jìn)入波導(dǎo)結(jié)構(gòu)中的電磁波通過一個(gè)矩形空腔進(jìn)行匹配后進(jìn)入E 面一分二功分器；從E 面功分器的2 個(gè)輸出端口輸出的電磁波分別通過一段傳輸波導(dǎo)后通過位于天線兩端的E 面反相器進(jìn)入上層波導(dǎo)，由兩端向中心為輻射波導(dǎo)饋電，激勵(lì)輻射波導(dǎo)頂部的12 個(gè)非均勻波導(dǎo)寬邊縱縫輻射單元。其中，在輻射波導(dǎo)的底部引入二階階梯將電磁波分流，同時(shí)調(diào)節(jié)輻射波導(dǎo)的反射性能。為了提升天線的各部分結(jié)構(gòu)的匹配性能，在每個(gè)波導(dǎo)矩形空腔邊緣均引入圓角結(jié)構(gòu)，共計(jì)48 處。

所提出的波導(dǎo)縫隙陣列天線呈中心對稱結(jié)構(gòu)，從輻射波導(dǎo)兩端進(jìn)入的兩路電磁波激勵(lì)的縫隙輻射單元數(shù)目減半，降低了長線效應(yīng)對天線工作帶寬的限制，增強(qiáng)了天線饋電結(jié)構(gòu)與輻射陣列的匹配，拓展了天線的工作帶寬。

2 天線設(shè)計(jì)流程

2.1 E 面功分器設(shè)計(jì)

功率合成技術(shù)是通過組合多個(gè)子單元來提高功率水平的重要方法［24］。本文利用根據(jù)天線的整體結(jié)構(gòu)，所設(shè)計(jì)的功分器基于E 面T 型結(jié)結(jié)構(gòu)。天線采用標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)BJ400 饋電，饋電端口連接功分器的輸入端口，其尺寸為6 mm×3 mm；功分器的兩個(gè)輸出端口分別連接一段傳輸波導(dǎo)，將電磁波等分成雙路傳輸至天線兩側(cè)的反相器中。

對功分器的輸入端口部分波導(dǎo)進(jìn)行拓寬以增強(qiáng)匹配性能，分路部分采用兩級(jí)階梯過渡，并在輸入匹配和分路階梯均邊緣引入圓角結(jié)構(gòu)進(jìn)一步增強(qiáng)功分器的匹配性能，圓角半徑為1 mm。功分器的剖面結(jié)構(gòu)示意圖和關(guān)鍵的尺寸標(biāo)注如圖2（a）所示。設(shè)計(jì)的E 面功分器的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖2（b）所示，在35.35～41.55 GHz 頻帶范圍內(nèi)該功分器的回波損耗低于-24.2 dB，插入損耗低于

圖2 E 面功分器的結(jié)構(gòu)示意圖及其S 參數(shù)Fig.2 Schematic diagram of the E-plane divider and its S-parameters

-0.03 dB。

2.2 E 面反向器設(shè)計(jì)

所設(shè)計(jì)的天線分為上下兩層，下層功分器輸出的雙路電磁波分別經(jīng)過一段傳輸波導(dǎo)后由兩側(cè)的反相器傳輸?shù)缴蠈拥妮椛洳▽?dǎo)。該反相器的兩個(gè)轉(zhuǎn)角外側(cè)各引入一級(jí)階梯進(jìn)行匹配，過渡部分的腔體邊緣均引入圓角結(jié)構(gòu)，圓角半徑為1.0 mm。反相器的剖面結(jié)構(gòu)示意圖和關(guān)鍵的尺寸標(biāo)注如圖3（a）所示。設(shè)計(jì)的E 面功分器的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖3（b）所示，在35.35～41.55 GHz 頻帶范圍內(nèi)該反相器的回波損耗低于-27.3 dB，插入損耗低于-0.03 dB。

圖3 E 面反相器的結(jié)構(gòu)示意圖及其S 參數(shù)Fig.3 Schematic diagram of the E-plane inverter and its S-parameters

2.3 輻射陣列設(shè)計(jì)

2.3.1 輻射單元設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)的天線輻射單元為雙層波導(dǎo)寬邊縱縫。在單層波導(dǎo)縫隙的上方引入一層非連續(xù)的沿下層縫隙擴(kuò)展、口徑面積增大的縫隙?？紤]縫隙分布密集并且向下層縫隙的長邊擴(kuò)展會(huì)增大波導(dǎo)的加工難度，上層縫隙只沿窄邊進(jìn)行擴(kuò)展。同時(shí)，上下兩層縫隙的邊緣均采用圓角結(jié)構(gòu)進(jìn)一步增強(qiáng)天線的匹配性能，圓角的直徑等于縫隙的寬度，為1.0 mm。輻射單元結(jié)構(gòu)如圖4 所示，圖中zz為上層縫隙的窄邊相對于下層寬擴(kuò)展的長度。這種輻射單元結(jié)構(gòu)增強(qiáng)了輻射縫隙與自由空間的匹配，產(chǎn)生比單層波導(dǎo)縫隙產(chǎn)生均勻的波前相位面，可以拓展天線的工作帶寬。仿真得到不同zz長度下輻射單元的S參數(shù)如圖5 所示。由圖5 可知，zz=0 時(shí)即縫隙沒有拓展時(shí)的情況，在一定范圍內(nèi)，隨著zz的增大輻射單元的匹配性能逐漸增強(qiáng)。

圖4 雙層縫隙輻射單元的結(jié)構(gòu)Fig.4 Schematic diagram of the double-layer slot radiation element

圖5 不同zz 長度下輻射單元的S11參數(shù)Fig.5 S11 parameters of the radiation element with different zz

2.3.2 陣列排布

所設(shè)計(jì)的天線采用12 單元寬邊縱縫線陣，各縫隙的寬度均為1.0 mm 而長度是變化的，縫隙的上下層厚度均為0.8 mm，且陣列為中心對稱結(jié)構(gòu)。為增強(qiáng)天線的低副瓣性能，調(diào)整縫隙單元的橫向位移和中心偏置位移，使12 個(gè)輻射單元的功率分布符合切比雪夫分布。輻射縫隙陣列的結(jié)構(gòu)如圖6 所示。圖中：Ln為第n個(gè)縫隙的下層長度；LLn為第2 層第n個(gè)縫隙的上層長度；dn為第n個(gè)縫隙的中心偏移量；Sn為第n個(gè)縫隙的間距。各縫隙單元的相關(guān)尺寸參數(shù)見表1。

表1 雙層波導(dǎo)縫隙輻射單元的尺寸Tab.1 Dimensions of the double-layer waveguide slot radiation elements

圖6 輻射陣列結(jié)構(gòu)Fig.6 Structure of the radiation array

3 短路階梯對天線帶寬的影響

傳統(tǒng)駐波縫隙天線陣又稱諧振縫隙天線陣，其分布特點(diǎn)導(dǎo)致了其高Q值，縫隙分布與波導(dǎo)波長的高相關(guān)性導(dǎo)致了天線與中心頻率的高相關(guān)性。一旦偏離設(shè)計(jì)的中心頻率，其阻抗特性會(huì)劇烈變差，帶來了諧振式縫隙天線陣的窄帶特點(diǎn)，限制了其應(yīng)用的可能性。

用經(jīng)典的Stevenson 等效電路模型具體分析其阻抗特點(diǎn)，寬邊縱縫陣列的歸一化電導(dǎo)為［25-27］

式中：λg為波導(dǎo)波長；λ為空氣波長；d為縫隙偏移寬邊中心的偏移量；a為波導(dǎo)寬邊長度；b為窄邊長度。

由式（1）可知，對于相同尺寸的波導(dǎo)，在一個(gè)頻率點(diǎn)上縫隙的傳輸電導(dǎo)與縫隙的中心偏移量成正比。同時(shí)，電導(dǎo)與中心頻率的相關(guān)性即化，從而嚴(yán)重影響了天線匹配性能。

在波導(dǎo)中引入階梯結(jié)構(gòu)，使得電導(dǎo)中的a、b不為單一常數(shù)，可以降低電導(dǎo)與導(dǎo)行電磁波的相關(guān)性，使電導(dǎo)隨頻率的變化變得平緩，從而實(shí)現(xiàn)天線匹配帶寬的拓展。由式（1）可得同時(shí)增大或減小a、b并不會(huì)帶來天線匹配性能的改變，通過仿真也可以得到驗(yàn)證。

本文采用寬邊短接的波導(dǎo)階梯。首先考慮在12 單元的單層縫隙陣列天線的輻射波導(dǎo)中引入一級(jí)階梯的情況，階梯的高度為0.8 mm，長度為ll1，寬度與波導(dǎo)相同，仿真得到天線的S11和阻抗帶寬隨一級(jí)階梯長度的變化如圖7 所示。也被表達(dá)了出來。波導(dǎo)尺寸固定的前提下，波導(dǎo)縫隙電導(dǎo)受其幅度系數(shù)中心頻率的影響最大，從而導(dǎo)致了其窄帶特性。寬邊縱縫的電導(dǎo)不僅與導(dǎo)行電磁波的波長相關(guān)，且與波導(dǎo)的尺寸a、b相關(guān)。當(dāng)利用固定尺寸的矩形波導(dǎo)設(shè)計(jì)縫隙陣列天線時(shí)，電導(dǎo)只由導(dǎo)行電磁波的頻率決定，導(dǎo)致了電導(dǎo)與頻率的高相關(guān)性，當(dāng)導(dǎo)行電磁波頻率偏移時(shí)電導(dǎo)參數(shù)發(fā)生劇烈變

圖7 引入一級(jí)階梯的線陣仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of the antenna with onestep ladders

由圖7 可見，初始天線的阻抗帶寬為5.8%，加載了1 階階梯的天線的諧振深度和寬度均發(fā)生變化，諧振的深度隨階梯長度增大而減小，而諧振的寬度隨階梯長度增大而增大；加載1 級(jí)階梯的縫隙天線陣在阻抗帶寬上具有一定的優(yōu)越性。在上述1級(jí)階梯的基礎(chǔ)上加載第2 級(jí)階梯，第2 級(jí)階梯的高度、寬帶與1 級(jí)階梯相同，長度為ll2，加載2 級(jí)金屬階梯的天線剖面如圖8 所示。

圖8 引入2 級(jí)階梯的天線剖面Fig.8 Cross-section of the antenna with two-step ladders

對參數(shù)ll2利用仿真軟件進(jìn)行優(yōu)化后得到的阻抗帶寬優(yōu)化結(jié)果如圖9 所示。由圖9 可得，引入2 級(jí)階梯后波導(dǎo)縫隙陣列天線的S11參數(shù)中的諧振點(diǎn)位置發(fā)生變化，并且出現(xiàn)2 個(gè)諧振點(diǎn)；相比于1 級(jí)階梯，引入2 級(jí)階梯時(shí)天線的匹配性能進(jìn)一步提升，阻抗帶寬得到進(jìn)一步拓寬。

圖9 引入2 級(jí)階梯天線的S11參數(shù)Fig.9 S11 parameter of the antenna with two-step ladders

4 天線仿真結(jié)果

將2 階階梯與切比雪夫分布的雙層縫隙進(jìn)行整合，得到最終的天線尺寸為89.2 mm×8.0 mm×17.0 mm，結(jié)構(gòu)緊湊，且由于是全金屬結(jié)構(gòu)天線具有較大的機(jī)械強(qiáng)度和較高的功率容量。

對所設(shè)計(jì)的波導(dǎo)縫隙陣列天線進(jìn)行全波仿真，波導(dǎo)隙陣列天線的回波損耗仿真結(jié)果如圖10 所示，未加載階梯的天線阻抗帶寬僅為5.8%。由圖10 可知，加載2 級(jí)階梯的天線的阻抗帶寬提升至16.3%（35.55～41.55 GHz）?？p隙陣列天線的增益仿真結(jié)果如圖11 所示，天線在38.5 GHz 處取到峰值增益為16.5 dBi，整個(gè)工作頻帶內(nèi)天線的增益高于14 dBi，增益下降小于2.5 dBi?？p隙陣列天線的副瓣電平仿真結(jié)果如圖12 所示。由圖12 可知，將12單元雙層縫隙陣列的饋電功率進(jìn)行切比雪夫分布，天線的副瓣電平在整個(gè)工作頻帶內(nèi)低于-20 dB，具有低副瓣特性。

圖10 波導(dǎo)縫隙陣列天線的S11參數(shù)Fig.10 S11 parameter of the waveguide slot array antenna

圖11 波導(dǎo)縫隙陣列天線的增益Fig.11 Gain of the waveguide slot array antenna

圖12 波導(dǎo)縫隙陣列天線的副瓣電平Fig.12 Sidelobe level of the waveguide slot array antenna

仿真得到的天線在35.5、38.5、41.5 GHz 上的歸一化E 面方向圖如圖13 所示。由圖13 可知，該天線在35.5、38.5、41.5 GHz 上的半功率波束寬度分別為12.4°、8.3°和13.9°，所設(shè)計(jì)的12 單元線陣天線在E面得到良好的波束聚焦效果。

圖13 波導(dǎo)縫隙陣列天線的E 面方向Fig.13 E-plane radiation patterns of the waveguide slot array antenna

5 結(jié)束語

本文針對傳統(tǒng)諧振式波導(dǎo)縫隙陣列天線工作帶寬較窄的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種對稱饋電結(jié)構(gòu)的波導(dǎo)縫隙陣列天線以降低縫隙陣列的長線效應(yīng)；在輻射波導(dǎo)中引入了寬邊短接的雙層金屬階梯并且采用非連續(xù)的雙層波導(dǎo)縫隙輻射單元，拓展了波導(dǎo)縫隙陣列天線的工作帶寬，并且使得天線整體結(jié)構(gòu)更加緊湊，天線的相對帶寬達(dá)到16.3%（35.35～41.55 GHz）。此外，通過對12 個(gè)雙層縫隙輻射單元的尺寸進(jìn)行優(yōu)化并進(jìn)行切比雪夫分布，使得該線陣天線在整個(gè)工作頻帶內(nèi)的副瓣電平低于-20 dB。本文所設(shè)計(jì)的波導(dǎo)縫隙陣列在寬帶和低副瓣性能方面具有較強(qiáng)的優(yōu)越性，可應(yīng)用于毫米波雷達(dá)和通信系統(tǒng)中。在本文所提出的線陣的基礎(chǔ)上，可進(jìn)一步進(jìn)行高性能面陣天線的設(shè)計(jì)。