基于氮化鎵的高頻LLC變換器研究

榮振帥，遲迎超，孫戰(zhàn)，王懿杰，徐殿國(guó)

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001）

通信電源是通信系統(tǒng)里的重要組成部分，一個(gè)穩(wěn)定可靠的通信電源在保證通信系統(tǒng)安全可靠工作方面具有關(guān)鍵作用。通信系統(tǒng)的供電故障將會(huì)導(dǎo)致通信系統(tǒng)的癱瘓，帶來巨大的經(jīng)濟(jì)損失。通信領(lǐng)域中的二次電源被廣泛應(yīng)用，其為通信設(shè)備內(nèi)部集成電路、芯片等供電，提升通信電源的安全性、穩(wěn)定性、供電性能等均是未來通信電源技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)。在電源技術(shù)中心，開關(guān)電源有著很高的地位，從10 kHz到如今的MHz級(jí)，開關(guān)電源逐漸朝著高頻化、高效率、大容量、小體積等方向發(fā)展[1]。

隨著開關(guān)電源不斷朝著高頻化、高功率密度的方向發(fā)展，傳統(tǒng)的半導(dǎo)體材料逐漸無法滿足發(fā)展需求。第三代半導(dǎo)體材料在擊穿場(chǎng)強(qiáng)能力、電子飽和速率、導(dǎo)熱率、抗輻射能力等方面優(yōu)勢(shì)突出，更加適用于高溫、高頻的應(yīng)用場(chǎng)合[2-5]。同時(shí)，磁性元件在開關(guān)電源中發(fā)揮著重要作用，通過提升系統(tǒng)的工作頻率，可以大幅減小磁性元件體積。傳統(tǒng)分立式磁性元件存在著體積較大、損耗較高等缺點(diǎn)，與此相比，平面印刷電路板（printed circuit board，PCB）磁性元件在高頻條件下具有更加優(yōu)越的性能[6-9]。然而較高的開關(guān)頻率帶來的問題便是較大的開關(guān)損耗，LLC變換器可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，且其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，額定狀態(tài)下電路原邊開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通，副邊整流管可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，因此近年來被廣泛應(yīng)用于高效率、高功率密度的電源設(shè)計(jì)中[10]?；谏鲜龇矫?，本文搭建500 W LLC實(shí)物樣機(jī)實(shí)現(xiàn)高效率、高功率密度的要求。

1 高頻LLC系統(tǒng)簡(jiǎn)介及分析

1.1 系統(tǒng)簡(jiǎn)介

本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，拓?fù)洳捎肔LC諧振變換器，可以實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)軟開關(guān)。系統(tǒng)由高頻半橋逆變電路、諧振腔阻抗網(wǎng)絡(luò)、高頻變壓器結(jié)構(gòu)、二次側(cè)全波同步整流電路、數(shù)字信號(hào)處理（digital signal processing，DSP）控制模塊以及模擬輔助電源等組成。設(shè)計(jì)完成后，當(dāng)輸入電壓在360～400 V之間時(shí)，輸出電壓穩(wěn)定在12 V，輸出功率可達(dá)500 W。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 System structure diagram

1.2 高頻LLC拓?fù)浞治?/h3>

圖2所示為高頻狀態(tài)下LLC變換器等效電路圖。LLC變換器一次側(cè)等效電阻用R1表示，包括原邊繞組損耗、勵(lì)磁電感磁損、諧振電感磁損和其他雜散損耗；LLC變換器二次側(cè)等效電阻用R2表示，包括副邊繞組損耗和其他雜散損耗；Lk為變壓器副邊漏感；n為變壓器的變比。由于諧振電感數(shù)值較大且遠(yuǎn)大于漏感值，因此變壓器原邊漏感可以忽略不計(jì)。

圖2 高頻狀態(tài)下LLC變換器等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit diagram of LLC converter in high frequency state

根據(jù)圖2，得到以下關(guān)系式：

式中：M為輸出電壓增益；Cr為諧振電容。

式（3）描述了LLC諧振變換器輸出電壓增益與原邊等效電阻、副邊等效電阻及漏感的關(guān)系，采用不同副邊漏感、副邊等效電阻、原邊等效電阻繪制輸出電壓增益曲線分別如圖3～圖5所示。

圖3 副邊漏感對(duì)輸出特性曲線影響示意圖Fig.3 Schematic diagram of influence of secondary side leakage inductance on output characteristic curve

圖4 副邊等效電阻對(duì)輸出特性曲線影響示意圖Fig.4 Schematic diagram of influence of secondary equivalent impedance on output characteristic curve

圖5 原邊等效電阻對(duì)輸出特性曲線影響示意圖Fig.5 Schematic diagram of influence of primary equivalent impedance on output characteristic curve

采用不同的副邊漏感值繪制輸出增益曲線如圖3所示?？梢钥吹?，副邊漏感的存在使LLC變換器輸出電壓增益曲線發(fā)生畸變，且漏感越大，變換器最高增益越大，當(dāng)開關(guān)頻率高于諧振頻率時(shí)，系統(tǒng)輸出增益降低速率越快。

采用不同的原、副邊等效電阻進(jìn)行數(shù)學(xué)分析并繪制曲線如圖4、圖5所示?？梢钥闯觯捎诘刃щ娮璁a(chǎn)生有功能量的損耗，輸出電壓增益曲線整體下移，當(dāng)損耗較大時(shí)，實(shí)際輸出電壓將嚴(yán)重低于理想輸出電壓。在實(shí)際電路中，與漏感的影響相比（漏感在某些特定場(chǎng)合可被充分利用，同時(shí)提升電路性能），原、副邊損耗對(duì)于輸出電壓影響更為明顯，因此對(duì)原、副邊繞組進(jìn)行優(yōu)化以減少交流損耗對(duì)維持輸出增益、提升系統(tǒng)效率具有重要意義。

2 高頻磁性元件設(shè)計(jì)

2.1 高頻寄生電容的產(chǎn)生及影響

在高頻工作條件時(shí)，感性元件往往不是完全理想的元件。電感模型包括電感、寄生電阻和寄生電容，如圖6a所示；變壓器模型包括勵(lì)磁電感、原副邊漏感、高頻等效寄生電阻、一次側(cè)寄生電容、二次側(cè)寄生電容、一次二次側(cè)寄生共模耦合電容，如圖6b所示。和電感模型相比，變壓器中的寄生電容會(huì)對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生嚴(yán)重影響。

圖6 高頻電感及變壓器模型圖Fig.6 Model diagram of high frequency inductor and transformer

電容大小和導(dǎo)體正對(duì)面積成正比，因此可以通過減少正對(duì)面積來減少導(dǎo)體間電容。如圖7所示，Clayer表示層間寄生電容，Cturn表示匝間寄生電容。在高頻電路中通常采用PCB走線作為繞組，匝間寄生電容Cturn一般較小，因此本設(shè)計(jì)著重減小與優(yōu)化層間寄生電容Clayer。

圖7 不同繞組結(jié)構(gòu)電容分布示意圖Fig.7 Capacitance distribution diagram of different winding structures

在Maxwell中對(duì)不同繞組結(jié)構(gòu)進(jìn)行電容仿真，如圖8所示，原邊繞組設(shè)置為8匝，全波整流副邊繞組設(shè)置為1匝。

圖8 不同繞組結(jié)構(gòu)Maxwell電容仿真示意圖Fig.8 Maxwell capacitance simulation diagram of different winding structures

圖8a為傳統(tǒng)繞組結(jié)構(gòu)，原邊8匝單層螺旋繞制（深灰色繞組），副邊繞組上下正對(duì)放置（在降壓變換拓?fù)渲校边呺娏鞲哂谠呺娏?，因此副邊繞組線寬要寬于原邊繞組），仿真得到原邊繞組對(duì)兩組副邊繞組寄生電容分別為52.89 pF和53.18 pF，該數(shù)值相對(duì)較大。

圖8b使用了分層繞組結(jié)構(gòu)，將8匝線圈分為2組，每組4匝，2層原邊繞組正對(duì)，其余條件不變。仿真得到，在分層繞組結(jié)構(gòu)中，原邊繞組對(duì)兩組副邊繞組寄生電容分別減少至18.14 pF和18.25 pF，有效減小了寄生電容。

為了進(jìn)一步優(yōu)化減少層間電容，圖8c采用分層交錯(cuò)繞組結(jié)構(gòu)，即2組原邊繞組完全交錯(cuò)。仿真得到，該結(jié)構(gòu)層間寄生電容和匝間寄生電容數(shù)值均達(dá)到最?。▓D8b中原邊繞組匝間寄生電容為16.02 pF，圖8c中原邊繞組匝間寄生電容為8.06 pF），是優(yōu)化寄生電容的最優(yōu)繞組結(jié)構(gòu)。

由以上分析可知，分層交錯(cuò)繞組結(jié)構(gòu)可以極大地減小寄生電容。然而層間繞組首尾連接方式的不同會(huì)導(dǎo)致電場(chǎng)能量分布的不同，進(jìn)而會(huì)對(duì)等效電容大小產(chǎn)生影響，如圖9所示。分析圖9可知，相比連接方式1，連接方式2可以有效減小寄生電容。因此采用分層交錯(cuò)同向繞組是高頻運(yùn)行時(shí)寄生電容最小的結(jié)構(gòu)。但是，在實(shí)際電路設(shè)計(jì)中還需結(jié)合其他參數(shù)綜合考慮。

圖9 不同匝間連接方式電容電壓對(duì)比圖Fig.9 Capacitance voltage comparison diagram of different turn to turn connections

2.2 分?jǐn)?shù)匝變壓器原理

針對(duì)變壓器原、副邊繞組交流阻抗造成輸出電壓跌落、降低系統(tǒng)效率問題，分?jǐn)?shù)匝變壓器結(jié)構(gòu)的使用可以減小原、副邊交流阻抗，進(jìn)而減少損耗，提升系統(tǒng)效率。圖10為分?jǐn)?shù)匝變壓器結(jié)構(gòu)正半周期工作模態(tài)示意圖，該結(jié)構(gòu)使用兩組變壓器且均為E型磁芯，副邊采用1/2匝繞組結(jié)構(gòu)。E型磁芯中柱上的原邊繞組電流激發(fā)向外方向的磁通，在分?jǐn)?shù)匝繞組中產(chǎn)生感應(yīng)電流以抵消原邊繞組激發(fā)的磁場(chǎng)，感應(yīng)電流從副邊輸出，經(jīng)同步整流管SRbx、半匝繞組后通過輸出電容向負(fù)載供電。

圖10 分?jǐn)?shù)匝變壓器結(jié)構(gòu)正半周期模態(tài)示意圖Fig.10 Positive half cycle modal diagram of fractional turn transformer structure

2.3 分?jǐn)?shù)匝變壓器結(jié)構(gòu)優(yōu)化

圖11所示為本文提出的1/2匝變壓器結(jié)構(gòu)優(yōu)化過程，使用兩組E型磁芯，以提升系統(tǒng)效率，降低散熱難度。原邊繞組串聯(lián)繞制、副邊繞組并聯(lián)繞制，有利于電流與熱量分散，進(jìn)而提升系統(tǒng)效率。兩組變壓器的原邊繞組均設(shè)計(jì)為4匝，副邊繞組均設(shè)計(jì)為1/2匝，副邊繞組在PCB板上繪制在同一層且放置在原邊繞組之上，原邊繞組在PCB板上繪制在同一層，如圖11中①所示。然而在副邊繞組放置過程中很難保證完全對(duì)稱，副邊繞組的不對(duì)稱性將會(huì)導(dǎo)致并聯(lián)輸出系統(tǒng)產(chǎn)生內(nèi)部環(huán)流，輸出電壓下降，系統(tǒng)效率降低。

圖11 半數(shù)匝變壓器結(jié)構(gòu)優(yōu)化過程Fig.11 Optimization process of half turn transformer structure

針對(duì)上述問題對(duì)繞組結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，如圖11中②所示，以提高副邊繞組對(duì)稱性，其中灰白色繞組、灰黑色繞組分別代表不同工作模態(tài)下同時(shí)導(dǎo)通的繞組。為進(jìn)一步降低電流回路的不對(duì)稱性，減少系統(tǒng)環(huán)流，進(jìn)一步改進(jìn)繞組結(jié)構(gòu)如圖11中③所示，其中灰黑色繞組代表正向?qū)?，灰白色繞組代表負(fù)向?qū)ǎ蚋猩娏鲗?dǎo)通回路與反向感生電流導(dǎo)通回路對(duì)稱放置，可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)輸出無環(huán)流、副邊電流無大小波問題。結(jié)合交錯(cuò)繞組可以減少交流阻抗原理，在設(shè)計(jì)時(shí)采用副邊—原邊—副邊交錯(cuò)排列方式，如圖11中④所示，降低繞組間磁動(dòng)勢(shì)，優(yōu)化層間磁動(dòng)勢(shì)分布。

本文使用多層繞組結(jié)構(gòu)，將原邊繞組分層繞制，由于原邊繞組匝數(shù)較少且寬度較小，繞組完全正對(duì)情況下產(chǎn)生的層間電容數(shù)值并不高。為減小系統(tǒng)原邊寄生電阻影響，在設(shè)計(jì)時(shí)采用分層完全正對(duì)結(jié)構(gòu)替代分層完全交錯(cuò)結(jié)構(gòu)，如圖11中⑤所示。同時(shí)，為減少系統(tǒng)終端損耗，在設(shè)計(jì)中將同步整流管集成在副邊繞組上，如圖11中⑥所示。通過分析氣隙對(duì)系統(tǒng)的影響，此處采用多段氣隙結(jié)構(gòu)（2組E型磁芯、6段氣隙結(jié)構(gòu)），可以減少氣隙磁通邊界效應(yīng)對(duì)繞組渦流的影響。未來可進(jìn)行定制化磁芯集成設(shè)計(jì)，以進(jìn)一步提高功率密度。

3 控制策略

系統(tǒng)啟動(dòng)仿真圖如圖12所示。LLC變換器在啟動(dòng)時(shí)，輸出電容兩端電壓為0 V，變壓器勵(lì)磁電感兩端電壓被鉗位在0 V，由于LLC電路通常工作在系統(tǒng)歸一化頻率附近，此時(shí)諧振腔網(wǎng)絡(luò)等效阻抗為0，系統(tǒng)出現(xiàn)浪涌電流（見圖12b和圖12c）。浪涌電流會(huì)對(duì)開關(guān)管造成沖擊，甚至損害開關(guān)管，同時(shí)浪涌電流的沖擊還會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)輸出電壓出現(xiàn)超調(diào)（見圖12d），這也不利于系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

圖12 系統(tǒng)啟動(dòng)仿真圖Fig.12 System startup simulation diagram

通常情況下，可以采用降頻軟啟動(dòng)方式減小啟動(dòng)浪涌電流，通過提高頻率進(jìn)而提高諧振網(wǎng)絡(luò)等效阻抗，減少諧振腔環(huán)流，降低輸出電壓，同時(shí)緩慢降低頻率直至諧振頻率范圍，將輸出電壓緩慢抬升至額定電壓值。在這種情況下，LLC電路啟動(dòng)頻率通常為諧振頻率的4～5倍，對(duì)于本身諧振頻率就相對(duì)較高的應(yīng)用降頻軟啟動(dòng)時(shí)開關(guān)損耗急劇上升，不利于系統(tǒng)安全工作。針對(duì)此問題本設(shè)計(jì)采用頻率固定但占空比漸增（兩路PWM驅(qū)動(dòng)死區(qū)逐漸減小，占空比逐漸上升，直至占空比達(dá)到0.5）的方式進(jìn)行系統(tǒng)軟啟動(dòng)，如圖13所示，其中VO表示輸出電壓，VgsQ1表示逆變半橋上管驅(qū)動(dòng)信號(hào)，VgsQ2表示逆變半橋下管驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖13 漸變占空比軟啟動(dòng)示意圖Fig.13 Schematic diagram of gradual duty cycle soft start

當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載較輕時(shí)，采用正常的連續(xù)頻率控制方式，如圖14a所示，系統(tǒng)固定損耗無法降低，效率較低。針對(duì)此問題，本設(shè)計(jì)采用Burst突發(fā)模式控制方式，如圖14b所示，通過間歇控制手段減小系統(tǒng)固定損耗及變壓器勵(lì)磁損耗等進(jìn)而提升系統(tǒng)效率。間歇控制主要原理為：使LLC變換器工作在PWM模式下，將高頻逆變輸出等效為占空比方式進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出電壓，當(dāng)控制信號(hào)為高，即高頻逆變輸出時(shí)，一次側(cè)向二次側(cè)傳遞能量，當(dāng)控制信號(hào)為低，即高頻逆變無輸出時(shí)，一次側(cè)不再向二次側(cè)傳遞能量。

圖14 連續(xù)控制與間歇控制模式對(duì)比示意圖Fig.14 Schematic diagram of comparison between continuous control and intermittent control modes

最為常用的間歇控制模式為4脈沖和6脈沖控制方式，如圖15所示?？刂破鞑杉敵鲭妷哼M(jìn)行比較，當(dāng)輸出電壓跌落時(shí)開啟驅(qū)動(dòng)，當(dāng)輸出電壓超調(diào)時(shí)關(guān)閉驅(qū)動(dòng)。

圖15 脈沖控制模式示意圖Fig.15 Schematic diagram of pulse control mode

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖16為系統(tǒng)實(shí)物樣機(jī)圖，樣機(jī)長(zhǎng)度91 mm，寬度90 mm，高度12 mm，在系統(tǒng)輸出功率500 W情況下，樣機(jī)功率密度達(dá)到5.09×10-3W/mm3。樣機(jī)所選器件具體參數(shù)如下：輸入電容1μF，輸出電容240μF，諧振電容11.25 nF，諧振電感9μH，勵(lì)磁電感22μH×2（2個(gè)勵(lì)磁電感）；半橋開關(guān)管選擇GS66508B，同步整流管選擇CSD18504Q5A，數(shù)字控制器為TMS320F28027，驅(qū)動(dòng)芯片采用SI8273，同步整流芯片采用UCC24624，采樣運(yùn)放采用OPA365，LDO采用LM117。

圖16 系統(tǒng)實(shí)物樣機(jī)圖Fig.16 Physical prototype diagram of the system

圖17所示為系統(tǒng)軟啟動(dòng)波形圖?？梢钥闯觯到y(tǒng)輸出電壓逐漸升高且并無超調(diào)現(xiàn)象，諧振腔并未出現(xiàn)大電流浪涌震蕩現(xiàn)象，系統(tǒng)應(yīng)力較小，保證在安全工作范圍。

圖17 系統(tǒng)軟啟動(dòng)波形圖Fig.17 System soft start waveforms

圖18給出了375 V額定電壓輸入條件下，諧振電流、輸出電壓、高頻逆變半橋下管驅(qū)動(dòng)電壓以及逆變輸出電壓波形圖?？梢钥闯?，在額定電壓輸入時(shí)開關(guān)管兩端電壓在驅(qū)動(dòng)到來之前首先降至為0，ZVS實(shí)現(xiàn)良好，開通損耗較低，電壓變化率較小，系統(tǒng)電磁干擾（electro magnetic interference，EMI）性能較好。此時(shí)變換器工作頻率為455 kHz，諧振腔電流為正弦波，輸出電壓較為穩(wěn)定，驅(qū)動(dòng)電壓波形穩(wěn)定無振蕩，系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，此時(shí)輸出功率為503.5 W，輸入功率為524 W，效率達(dá)到96%。

圖18 375 V電壓輸入系統(tǒng)各狀態(tài)曲線圖Fig.18 State curves of 375 V voltage input system

圖19所示為50 W工況（即10%額定負(fù)載），采用4脈沖控制模式下，系統(tǒng)各點(diǎn)波形圖。可以看到，間歇控制模式對(duì)輸出電壓幾乎沒有影響，輸出電壓幾乎沒有波動(dòng)，穩(wěn)定在12 V。高頻逆變半橋輸出一段時(shí)間脈沖方波后進(jìn)入低電壓震蕩狀態(tài)，諧振電流同樣呈現(xiàn)脈沖狀態(tài)，系統(tǒng)損耗較小。此時(shí)系統(tǒng)輸入功率為55.1 W，輸出功率50.3 W，在10%的負(fù)載情況下，系統(tǒng)效率可達(dá)91.3%。

圖19 4脈沖系統(tǒng)輕載控制波形圖Fig.19 4-pulse system light load control waveforms

5 結(jié)論

本文結(jié)合第三代半導(dǎo)體器件氮化鎵設(shè)計(jì)了一款500 W高效率、高功率密度LLC實(shí)物樣機(jī)，樣機(jī)功率密度可達(dá)5.09×10-3W/mm3，額定電壓375 V輸入時(shí)系統(tǒng)效率可達(dá)96%，針對(duì)輕負(fù)載狀態(tài)效率較低問題采用間歇控制，減少系統(tǒng)損耗，提升效率，10%負(fù)載下效率可達(dá)91.3%，從實(shí)踐上證明了本文理論分析的可行性。