礦用變頻器IGBT尖峰電壓抑制的協(xié)調(diào)優(yōu)化方法

王越，史晗，榮相，蔣德智

（1.中煤科工集團(tuán)常州研究院有限公司，江蘇 常州 213015；2.天地（常州）自動(dòng)化股份有限公司，江蘇 常州 213015）

0 引言

絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）的可靠性對(duì)保障礦用變頻器穩(wěn)定運(yùn)行具有重要作用[1]。由于礦用變頻器各部件存在雜散電感，導(dǎo)致IGBT在開關(guān)瞬態(tài)過程中產(chǎn)生較高的尖峰電壓，致使較大的電?熱應(yīng)力長(zhǎng)期循環(huán)作用于IGBT，易引起IGBT疲勞和隨機(jī)失效、礦用變頻器癱瘓[2-4]。

為抑制雜散電感引起的IGBT尖峰電壓，文獻(xiàn)[5-8]分析了關(guān)鍵物理結(jié)構(gòu)參數(shù)、布局對(duì)疊層母排雜散電感的影響規(guī)律，并提出優(yōu)化設(shè)計(jì)方案；文獻(xiàn)[9-10]基于柵極控制抑制IGBT尖峰電壓，但含有較多的有源電路，易受不確定性及干擾噪聲的影響；文獻(xiàn)[11]采用并聯(lián)低電感電容的方式抑制IGBT尖峰電壓，分析了不同吸收電容的抑制情況及負(fù)面影響；文獻(xiàn)[12-13]采用電阻、電容及二極管構(gòu)建剩余電流裝置（Residual Current Device，RCD）型吸收電路，分析了電阻和電容參數(shù)對(duì)尖峰電壓抑制效果的影響；文獻(xiàn)[14]通過改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻抑制IGBT尖峰電壓。然而，上述研究未揭示各類措施之間的協(xié)調(diào)統(tǒng)一關(guān)系及協(xié)調(diào)優(yōu)化準(zhǔn)則。

本文在分析雜散電感對(duì)IGBT電?熱性能影響的基礎(chǔ)上，提出IGBT尖峰電壓抑制的協(xié)調(diào)優(yōu)化方法，通過分析母排結(jié)構(gòu)參數(shù)、柵極驅(qū)動(dòng)電阻、吸收電路對(duì)IGBT尖峰電壓、功率損耗的影響，提出以柵極驅(qū)動(dòng)電阻和交流母排長(zhǎng)度為決策變量，以IGBT最高結(jié)溫、散熱器表面最高溫度下IGBT尖峰電壓最小為優(yōu)化目標(biāo)，采用BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)?帶精英策略的非支配排 序遺傳算法（Elitist Non-dominated Sorting Genetic Algorithm，NSGAⅡ）（以下稱BP?NSGAⅡ）實(shí)現(xiàn)礦用變頻器綜合性能優(yōu)化。通過試驗(yàn)驗(yàn)證了該方法可有效降低雜散電感引起的礦用變頻器IGBT尖峰電壓。

1 雜散電感對(duì)IGBT電?熱性能的影響

以BPJ5?630?1140型礦用四象限變頻器為研究對(duì)象，引入直流電容、IGBT及各類連接件的雜散電感，建立考慮雜散電感的礦用變頻器主電路拓?fù)涞刃Ｐ?，如圖1所示（以逆變單元為例，整流單元在主電路拓?fù)渖贤耆嗤?。UDC為直流電壓；C為直流電容；LC為直流電容的雜散電感；LDC1+，LDC2+和LDC1?，LDC2?分別為直流母排正負(fù)極的雜散電感；LDCU+，LUV+，LVW+和LDCU?，LUV?，LVW?分別為交?直流連接母排正負(fù)極的雜散電感；LK++，LK?～（K為U，V，W）分別為交流母排上橋臂正負(fù)極的雜散電感；LK～+，LK??分別為交流母排下橋臂正負(fù)極的雜散電感。

圖1 考慮雜散電感的礦用變頻器主電路拓?fù)涞刃Ｐ虵ig.1 Equivalent model of main circuit topology of mine-used inverter considering stray inductance

1.1 母排雜散電感提取

采用ANSYSQ3D提取直流母排、交?直流連接母排、交流母排的雜散電感。以交流母排（長(zhǎng)340 mm，寬130 mm）為例，其電磁場(chǎng)強(qiáng)度分布云圖如圖2所示，雜散電感隨激勵(lì)頻率變化曲線如圖3所示。

圖2 交流母排電磁場(chǎng)強(qiáng)度分布云圖Fig.2 Distribution cloud chart of electromagnetic field intensity of AC busbar

圖3 交流母排雜散電感隨激勵(lì)頻率變化曲線Fig.3 Variation curvesof stray inductance in AC busbar with excitation frequency

從圖2、圖3可看出，由于集膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)影響交流母排的電磁場(chǎng)分布，雜散電感在低頻中較大，在高頻中逐漸減小，當(dāng)激勵(lì)頻率增至2 kHz時(shí)，雜散電感趨于穩(wěn)定。取激勵(lì)頻率為2 kHz，交流母排、交?直流連接母排、直流母排的雜散電感見表1。

表1 激勵(lì)頻率為2 kHz時(shí)礦用變頻器雜散電感Table 1 Stray inductance of mine-used inverter under 2 kHz excitation frequency nH

1.2 IGBT行為模型仿真

利用ANSYS Simplorer建立FZ800R33HE2型IGBT行為模型，并根據(jù)圖1搭建相應(yīng)仿真電路。設(shè)置輸入三相交流電壓為1 140 V，基波頻率為50 Hz，開關(guān)頻率為2 kHz，柵極驅(qū)動(dòng)電阻為8Ω。以IGBT1為例，其滿載工況下的集?射極電壓波形如圖4所示。可看出滿載工況下，IGBT尖峰電壓高達(dá)2 854 V，超過直流母線電壓（1 611 V）的77.2%。

圖4 滿載工況下IGBT集?射極電壓波形Fig.4 Collector-emitter voltage waveform of IGBT under full load condition

礦用變頻器主電路拓?fù)錈o雜散電感與有雜散電感（取表1數(shù)值）時(shí)IGBT開關(guān)瞬態(tài)曲線如圖5所示。對(duì)其進(jìn)行積分運(yùn)算，取單個(gè)脈沖周期，得到IGBT損耗計(jì)算結(jié)果，見表2。

圖5 IGBT開關(guān)瞬態(tài)曲線Fig.5 Transient curvesof IGBT switch

表2 IGBT損耗計(jì)算結(jié)果Table 2 IGBT losscalculation results W

由表2可知，礦用變頻器主電路拓?fù)溆须s散電感時(shí)，IGBT的開通損耗較無雜散電感時(shí)減小，關(guān)斷損耗、導(dǎo)通損耗及總功率損耗增大。

采用ANSYSIcepak有限元表征礦用變頻器散熱系統(tǒng)的溫度分布情況，分析雜散電感對(duì)IGBT散熱性能的影響。設(shè)置環(huán)境溫度為30℃，水流量為18 L/min，得到IGBT及水冷散熱器的溫度云圖，如圖6所示。可看出礦用變頻器主電路拓?fù)錈o雜散電感時(shí)，散熱器表面最高溫度、IGBT最高結(jié)溫、出水口溫度分別為65，75，37℃，有雜散電感時(shí)分別為72，84，38℃，較之前分別增大10.8%，12%，2.7%。

圖6 IGBT及水冷散熱器溫度云圖Fig.6 Temperature cloud chart of IGBT and water-cooled radiator

綜上，較大的雜散電感導(dǎo)致IGBT尖峰電壓急劇增大，使IGBT總功率損耗增大，產(chǎn)生過溫升現(xiàn)象，易引起IGBT疲勞失效。

2 IGBT尖峰電壓抑制及其協(xié)調(diào)優(yōu)化

IGBT尖峰電壓可通過優(yōu)化母排結(jié)構(gòu)參數(shù)、增大柵極驅(qū)動(dòng)電阻、設(shè)計(jì)吸收電路等方式進(jìn)行抑制。結(jié)合水冷散熱系統(tǒng)，隨著交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)變化，IGBT間距發(fā)生改變，最終影響溫度分布。調(diào)整柵極驅(qū)動(dòng)電阻會(huì)改變IGBT功率損耗，最終反映為溫度變化。因此，以尖峰電壓和溫度作為協(xié)同優(yōu)化的目標(biāo)參量。根據(jù)行業(yè)相關(guān)溫升標(biāo)準(zhǔn)，確定優(yōu)化指標(biāo)為30℃環(huán)境溫度下，散熱器表面最高溫度在55～65℃、IGBT最高結(jié)溫在74～80℃范圍內(nèi)的尖峰電壓最小值。

2.1 IGBT尖峰電壓抑制影響因素分析

2.1.1 母排結(jié)構(gòu)參數(shù)

由表1可知，交流母排的LK++和LK～+明顯大于其他部分和交?直流連接母排、直流母排雜散電感，因此重點(diǎn)討論交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)LK++，LK～+的影響。交流母排結(jié)構(gòu)模型如圖7所示。

圖7 交流母排結(jié)構(gòu)模型Fig.7 Structural model of AC busbar

采用ANSYSQ3D仿真分析交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)雜散電感及尖峰電壓的影響。交流母排長(zhǎng)度、寬度與LK++，LK～+的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖8所示?？煽闯鲭s散電感與交流母排長(zhǎng)度呈正相關(guān)，與寬度呈負(fù)相關(guān)。這是由于交流母排長(zhǎng)度越小，則電流耦合回路面積越小，對(duì)應(yīng)的雜散電感越??；交流母排越寬，相當(dāng)于并聯(lián)的雜散電感越多，使得總雜散電感減小。

圖8 交流母排長(zhǎng)度、寬度與雜散電感對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.8 Corresponding relationship between ACbusbar length or width and stray inductance

取柵極驅(qū)動(dòng)電阻為8Ω，滿載工況下，采用ANSYSSimplorer得到交流母排長(zhǎng)度、寬度與IGBT尖峰電壓、功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系，如圖9、圖10所示?？煽闯鯥GBT尖峰電壓和功率損耗隨交流母排長(zhǎng)度增大而增大，隨寬度增大而減小，且功率損耗隨母排結(jié)構(gòu)參數(shù)變化基本呈線性關(guān)系。此外，交流母排寬度對(duì)IGBT布局和散熱性能無影響，為減少協(xié)調(diào)優(yōu)化過程中的決策變量，選定交流母排寬度為200 mm。

圖9 交流母排長(zhǎng)度、寬度與IGBT尖峰電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.9 Corresponding relationship between ACbusbar length or width and IGBT peak voltage

圖10 交流母排長(zhǎng)度、寬度與IGBT功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.10 Corresponding relationship between AC busbar length or width and IGBT power loss

2.1.2 柵極驅(qū)動(dòng)電阻

FZ800R33KF2C為第2代平面柵式IGBT，可通過增大柵極驅(qū)動(dòng)電阻來減小電流變化率，從而降低IGBT尖峰電壓。利用ANSYSSimplorer仿真得到柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓、功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系，如圖11、圖12所示?？煽闯鯥GBT尖峰電壓隨柵極驅(qū)動(dòng)電阻增大而減小，當(dāng)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為4Ω時(shí)，最大尖峰電壓為3 104 V，將柵極驅(qū)動(dòng)電阻增大至16Ω，最大尖峰電壓減小為2 428 V；隨著柵極驅(qū)動(dòng)電阻增大，IGBT功率損耗逐漸增大。

圖11 柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.11 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor ACbusbar length and IGBT peak voltage

圖12 柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.12 Corresponding relationship between gate drive resistance or AC busbar length and IGBT power loss

2.2 吸收電路設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)二極管鉗位式吸收電路，如圖13所示（以U相為例），利用二極管鉗制瞬變電壓，以減小吸收電容C1，C2引起的電壓諧振。

圖13 二極管鉗位式吸收電路Fig.13 Diode clamped absorption circuit

采用ANSYSSimplorer仿真分析吸收電容對(duì)尖峰電壓抑制效果的影響。選取吸收電容為0.5，1，2，3μF，電感為0.1μH，不同吸收電容時(shí)IGBT關(guān)斷波形如圖14所示?？煽闯鲭S著吸收電容增大，IGBT尖峰電壓減小，振蕩周期增大，振蕩現(xiàn)象減弱，但進(jìn)一步增大電容時(shí)抑制效果已無明顯改善。考慮體積和成本，選定吸收電容為2μF。

圖14 不同吸收電容時(shí)IGBT關(guān)斷波形Fig.14 IGBT turn-off waveforms with different absorption capacitances

采用吸收電路后，柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓、功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖15、圖16所示。可看出與圖11、圖12相比，二極管鉗位式吸收電路對(duì)不同柵極驅(qū)動(dòng)電阻和交流母排結(jié)構(gòu)參數(shù)下的IGBT尖峰電壓均有一定的抑制作用，同時(shí)可降低IGBT功率損耗。

圖15 采用吸收電路后柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT尖峰電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.15 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor AC busbar length and IGBT peak voltageafter using absorption circuit

圖16 采用吸收電路后柵極驅(qū)動(dòng)電阻、交流母排長(zhǎng)度與IGBT功率損耗的對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.16 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor ACbusbar length and IGBT power lossafter using absorption circuit

2.3 基于BP?NSGAⅡ的多目標(biāo)極值尋優(yōu)

根據(jù)圖15、圖16，結(jié)合水冷散熱系統(tǒng)，可將功率損耗進(jìn)一步轉(zhuǎn)換為最高結(jié)溫。此外，隨著交流母排長(zhǎng)度減小，IGBT縱向間距減小，散熱器表面最高溫度增大。因此，以柵極驅(qū)動(dòng)電阻和交流母排長(zhǎng)度作為決策變量，采用BP?NSGAⅡ?qū)崿F(xiàn)IGBT尖峰電壓、最高結(jié)溫及散熱器表面最高溫度（三者相互矛盾，呈現(xiàn)此消彼長(zhǎng)的趨勢(shì)）的多目標(biāo)極值尋優(yōu)。BP?NSGAⅡ主要包括BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練擬合和NSGAⅡ?qū)?yōu)，流程如圖17所示。

圖17 BP?NSGAⅡ?qū)崿F(xiàn)流程Fig.17 BP-NSGAⅡrealization process

根據(jù)決策變量與優(yōu)化目標(biāo)的仿真數(shù)據(jù)訓(xùn)練BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)，使訓(xùn)練后的BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能準(zhǔn)確預(yù)測(cè)目標(biāo)函數(shù)的輸出，用于NSGAⅡ的非支配排序和擁擠度計(jì)算。設(shè)置6個(gè)隱含層，每個(gè)隱含層具有200個(gè)神經(jīng)元。取迭代步數(shù)為20 000，BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練擬合效果如圖18所示?？煽闯?0 000次訓(xùn)練下的BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)具有較好的收斂性和擬合性，以散熱器表面最高溫度為例，最小均方根誤差僅為0.006℃2，相關(guān)系數(shù)達(dá)0.999 36。

圖18 BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練擬合效果Fig.18 Fitting effect of BPneural network training

設(shè)置種群數(shù)量為50，迭代步數(shù)為500，交叉、變異概率分別為0.9和0.1，得到BP?NSGAⅡ的帕累托解集，如圖19所示，其中紅色虛線區(qū)域?yàn)樵O(shè)計(jì)指標(biāo)對(duì)應(yīng)的映射區(qū)間?？煽闯鲈谏崞鞅砻孀罡邷囟葹?5～65℃、IGBT最高結(jié)溫為74～80℃時(shí)，IGBT尖峰電壓最小值為1 861 V。此時(shí)，所選定的柵極驅(qū)動(dòng)電阻為5 Ω，交流母排長(zhǎng)度為300 mm、寬度為200 mm。

圖19 BP?NSGAⅡ的帕累托解集Fig.19 Pareto solution set of BP-NSGAⅡ

3 試驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 雙脈沖試驗(yàn)

為驗(yàn)證IGBT行為模型的正確性，搭建雙脈沖試驗(yàn)平臺(tái)，如圖20所示。脈沖發(fā)生器微控制單元選用TMS320F28035數(shù)字處理器。

圖20 雙脈沖試驗(yàn)平臺(tái)Fig.20 Double-pulseexperiment platform

當(dāng)線路中僅接入交流母排時(shí)，分別調(diào)節(jié)母線電壓至1 100，1 300，1 500，1 700 V，采用羅氏線圈、示波器等測(cè)量IGBT的開通和關(guān)斷波形，如圖21所示。

圖21 雙脈沖試驗(yàn)波形Fig.21 Double-pulse experimental waveforms

采用ANSYSSimplorer建立雙脈沖仿真電路模型，在相同條件下得到IGBT的開通和關(guān)斷波形，如圖22所示。仿真與試驗(yàn)波形的尖峰電壓對(duì)比見表3。

由圖21、圖22、表3可看出，仿真與試驗(yàn)波形在趨勢(shì)上保持高度一致，驗(yàn)證了IGBT行為模型能準(zhǔn)確反映IGBT的開關(guān)特性，且不同母線電壓下的尖峰電壓誤差僅為2.2%，0.7%，0.3%，3.4%，具有較高的仿真精度。

圖22 雙脈沖仿真波形Fig.22 Double-pulse simulation waveforms

表3 仿真與試驗(yàn)波形的尖峰電壓對(duì)比Table 3 Comparison of peak voltagesbetween simulated waveformsand the experimental ones

3.2 IGBT關(guān)斷電壓試驗(yàn)

為驗(yàn)證本文方法對(duì)IGBT尖峰電壓的抑制效果，搭建礦用變頻器加載試驗(yàn)平臺(tái)，如圖23所示。

圖23 礦用變頻器加載試驗(yàn)平臺(tái)Fig.23 Mine-used inverter loading experiment platform

以IGBT1為例，滿載工況下IGBT關(guān)斷電壓試驗(yàn)波形如圖24所示。可看出優(yōu)化前IGBT尖峰電壓高達(dá)2 856 V，優(yōu)化后為1 856 V，降低了35%，有效提高了IGBT及礦用變頻器的運(yùn)行可靠性。

圖24 IGBT關(guān)斷電壓試驗(yàn)波形Fig.24 Experimental waveforms of IGBT turn-off voltage

4 結(jié)論

（1）分析了雜散電感對(duì)IGBT電?熱性能的影響：較大的雜散電感導(dǎo)致IGBT尖峰電壓急劇增大，使IGBT總功率損耗增大，產(chǎn)生過溫升現(xiàn)象，易引起IGBT疲勞失效。

（2）提出了IGBT尖峰電壓抑制的協(xié)調(diào)優(yōu)化方法：①分析母排結(jié)構(gòu)參數(shù)、柵極驅(qū)動(dòng)電阻對(duì)IGBT尖峰電壓、功率損耗的影響，根據(jù)影響趨勢(shì)的相關(guān)性選定部分參數(shù)，以減少?zèng)Q策變量。②設(shè)計(jì)二極管鉗位式吸收電路，通過試驗(yàn)驗(yàn)證該電路可降低IGBT尖峰電壓和功率損耗。③采用BP?NSGAⅡ?qū)崿F(xiàn)包括IGBT尖峰電壓、最高結(jié)溫及散熱器表面最高溫度在內(nèi)的綜合性能優(yōu)化。

（3）通過試驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法可有效降低雜散電感引起的IGBT尖峰電壓，降幅達(dá)35%，為礦用變頻器的安全、穩(wěn)定、可靠運(yùn)行提供了保障。