一種基于氧化鋯陶瓷的寬帶圓極化雙環(huán)天線

鄭 聞，王詩言，范 飛，景為鑒，李涵玥，華依琳，李 銀

(1.南京師范大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院，南京 210046；2.鵬城實(shí)驗(yàn)室 寬帶通信研究部，深圳 518052)

0 引言

環(huán)天線作為一種結(jié)構(gòu)簡單的經(jīng)典天線，目前已被廣泛應(yīng)用于各類場合。其中，一種圓極化環(huán)天線因能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的軸比帶寬而得到廣泛關(guān)注?，F(xiàn)已證實(shí)：通過在長度超過一個波長的電大環(huán)末端加載集總電抗元件或構(gòu)造非閉合環(huán)，即引入間隙，均能使環(huán)天線工作于行波狀態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)寬帶圓極化輻射[1-3]。例如：文獻(xiàn)[1]提出了一種帶有間隙的寬帶非閉合菱形環(huán)天線，并研究了間隙的寬度和位置對圓極化特性的影響；文獻(xiàn)[2]從理論上驗(yàn)證了電抗加載圓極化環(huán)天線上均勻的行波式電流分布；文獻(xiàn)[3]將非閉合菱形環(huán)天線拓展為天線陣以提高增益。此外，寄生環(huán)以及并聯(lián)饋電的多環(huán)結(jié)構(gòu)也相繼被提出，以實(shí)現(xiàn)更寬的軸比帶寬[4-5]。

近年來，隨著射頻系統(tǒng)工作頻率的不斷提高，金屬材料帶來的導(dǎo)體損耗增大，這使得天線輻射效率降低，信號覆蓋范圍縮小，制約了金屬天線在高頻領(lǐng)域的應(yīng)用。在此背景下，不受導(dǎo)體損耗影響的介質(zhì)天線引起了人們越來越多的關(guān)注。各式各樣的介質(zhì)天線，如介質(zhì)諧振器天線(DRA)[6-7]和介質(zhì)棒天線[8]得到了報道。其中，一種基于高介電常數(shù)介質(zhì)波導(dǎo)高次模輻射的行波介質(zhì)天線被提出，以簡化激勵方式并實(shí)現(xiàn)寬帶特性[9-13]。作為兩種典型的高介電常數(shù)材料，水和氧化鋯陶瓷被用于制作此類天線。文獻(xiàn)[9-10]分別提出了純水V型天線和倒L型天線。文獻(xiàn)[11-13]分別提出了氧化鋯陶瓷三維螺旋天線、倒L型天線和阿基米德螺旋天線。

蓬勃發(fā)展的增材制造技術(shù)(三維打印技術(shù))給加工高介電常數(shù)材料提供了極大的便利。借助陶瓷光固化工藝，各式各樣的陶瓷結(jié)構(gòu)件能夠被以極高的精度塑形。目前，低損耗的陶瓷材料，如：氧化鋯陶瓷粉末(εr=32,tanδ=0.002)已被應(yīng)用于構(gòu)建各類射頻器件，如濾波器[14]，天線等[11-13]，[15-16]。

本文基于高介電常數(shù)介質(zhì)波導(dǎo)在其高次模截止區(qū)的行波輻射以及陶瓷三維打印技術(shù)，提出了一種寬帶圓極化雙環(huán)介質(zhì)天線。相比于同樣是工作于行波模式的金屬寬帶圓極化環(huán)天線，該介質(zhì)天線的漏波輻射更易產(chǎn)生。探究了介質(zhì)波導(dǎo)的輻射機(jī)理，并從線極化輻射的倒L型氧化鋯陶瓷天線出發(fā)，將其彎折成單環(huán)以實(shí)現(xiàn)圓極化，再由單環(huán)結(jié)構(gòu)拓展為雙環(huán)，從而展寬天線的工作帶寬。通過對比單環(huán)與雙環(huán)介質(zhì)天線可以發(fā)現(xiàn)，雙環(huán)結(jié)構(gòu)的軸比帶寬大約是單環(huán)的3倍。

1 天線設(shè)計

1.1 天線結(jié)構(gòu)

圖1展示了基于氧化鋯陶瓷的寬帶圓極化雙環(huán)天線的俯視圖和立體圖。該天線由金屬地板、同軸探針以及兩個串聯(lián)的圓介質(zhì)環(huán)構(gòu)成。其中，金屬地板的半徑為rg；兩個圓環(huán)的半徑分別為rc1、rc2，角度分別為θ1、θ2。圓介質(zhì)波導(dǎo)的截面半徑為rc，其末端彎折向地板以作為支撐，并與探針相連，長度為h。探針伸出地面的高度為hp。

圖1 寬帶圓極化雙環(huán)陶瓷天線結(jié)構(gòu)Fig.1 Configuration of the wideband circularly polarized dual-loop ceramic antenna

1.2 工作原理

本文提出了一種工作于高介電常數(shù)介質(zhì)波導(dǎo)高次模截止區(qū)的氧化鋯陶瓷雙環(huán)天線，其工作機(jī)理與文獻(xiàn)[9-13]中的天線一致。已知金屬波導(dǎo)與介質(zhì)波導(dǎo)有著不同的截止條件。金屬波導(dǎo)截止時(β≤0)，能量無法繼續(xù)沿著波導(dǎo)傳播，并快速衰減；介質(zhì)波導(dǎo)是開放結(jié)構(gòu)，當(dāng)其處于截止?fàn)顟B(tài)時，能量向外泄露輻射到空氣中，使得沿波導(dǎo)方向沒有能量傳播。介質(zhì)波導(dǎo)的截止條件為：

β≤k0

(1)

此時，可以把工作于截止?fàn)顟B(tài)的介質(zhì)波導(dǎo)設(shè)計成天線。

由于圓介質(zhì)波導(dǎo)的基模HE11不存在截止?fàn)顟B(tài)，因此需要激勵其高次模。本文使用同軸探針激勵出圓介質(zhì)波導(dǎo)高次模之一的TM01，其截止區(qū)和傳輸區(qū)的工作頻率fc、fτ滿足[17]：

(2)

其中c表示電磁波在自由空間中的傳輸速度，εr和1分別表示介質(zhì)和空氣的相對介電常數(shù)，d表示圓介質(zhì)波導(dǎo)的截面直徑。由公式(2)可知，介質(zhì)波導(dǎo)的工作頻率主要取決于其截面尺寸和介電常數(shù)。

圖2提取了工作于TM01模的長介質(zhì)波導(dǎo)中電磁波的歸一化衰減常數(shù)(α/k0)和相位常數(shù)(β/k0)?？梢杂^察到，在截止區(qū)，β/k0的值小于1，此時介質(zhì)波導(dǎo)工作于快波狀態(tài)；隨著工作頻率的升高，介質(zhì)波導(dǎo)逐漸轉(zhuǎn)變?yōu)閭鬏斈芰康穆ㄏ到y(tǒng)。

圖2 工作于TM01模的長介質(zhì)波導(dǎo)中電磁波的歸一化衰減常數(shù)α/k0和相位常數(shù)β/k0Fig.2 Normalized leakage constant (α/k0) and phase constant (β/k0) of the EM waves in the long dielectric waveguide operating at TM01 mode

為了在該雙環(huán)介質(zhì)天線中驗(yàn)證上述輻射機(jī)理，圖3中使用ANSYS HFSS 2020軟件繪制了該天線工作于4.5GHz時介質(zhì)波導(dǎo)中的電場分布?？梢钥吹?，波導(dǎo)中的能量逐漸減弱。這說明電磁波沿著圓環(huán)逐漸泄漏到了空氣中，與上述分析一致。

圖3 雙環(huán)天線工作于4.5GHz時介質(zhì)波導(dǎo)中的電場分布Fig.3 Electric-field distribution in dielectric waveguide when the dual-loop antenna works at 4.5GHz

1.3 設(shè)計過程和參數(shù)分析

圖4展示了該雙環(huán)天線的設(shè)計過程，即結(jié)構(gòu)的演化過程。其結(jié)構(gòu)源于文獻(xiàn)[12]中的倒L陶瓷天線，該天線能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶的線極化輻射。接下來，將倒L結(jié)構(gòu)彎折成環(huán)，使得輻射出去的電磁波由線極化轉(zhuǎn)變?yōu)閳A極化。進(jìn)一步，把單環(huán)結(jié)構(gòu)拓展為雙環(huán)，從而展寬天線的圓極化帶寬。單環(huán)、雙環(huán)天線的具體參數(shù)如表1所列。

圖4 雙環(huán)天線設(shè)計過程Fig.4 Design process of the dual-loop antenna

表1 天線參數(shù)Tab.1 Antenna parameters

基于前文的工作原理分析，雙環(huán)天線的設(shè)計過程總結(jié)如下：

1)根據(jù)天線的工作頻率與式(2)，確定介質(zhì)波導(dǎo)的截面尺寸，文獻(xiàn)[12]詳細(xì)地研究了介質(zhì)波導(dǎo)截面直徑的變化對其輻射的影響；

2)為了獲得圓極化輻射，將介質(zhì)波導(dǎo)彎折成環(huán)狀，根據(jù)天線的工作頻率確定圓環(huán)的半徑和角度(圓環(huán)的周長應(yīng)超過一個波長)；

3)在單環(huán)天線已經(jīng)產(chǎn)生圓極化輻射的基礎(chǔ)上，將單環(huán)天線擴(kuò)展成雙環(huán)，考慮到環(huán)的角度對圓極化性能的影響，需要對天線參數(shù)進(jìn)行最終的優(yōu)化與調(diào)整，以實(shí)現(xiàn)所需的寬帶特性。

圖5展示了不同的θ2對雙環(huán)天線軸比的影響?？梢钥吹?，由于第一個環(huán)的角度沒有發(fā)生變化，因此低頻的軸比特性未發(fā)生明顯偏移；而隨著θ2的增加，天線也趨近于完整的雙環(huán)，天線的軸比逐漸降低，高頻處軸比特性也在向著低頻偏移，并最終形成寬帶特性。為了避免第二個環(huán)成為閉環(huán)，θ2最終選擇為240°。

圖5 雙環(huán)天線中圓環(huán)2不同角度θ2時的軸比Fig.5 Axial ratios (ARs) of the dual-loop antenna under different values of θ2 of the loop 2

圖6所示為倒L、單環(huán)與雙環(huán)天線的反射系數(shù)?？梢钥吹剑叨季哂泻軐挼淖杩箮?，符合行波天線的特征，與之前的分析一致。

圖6 倒L、單環(huán)與雙環(huán)天線的反射系數(shù)Fig.6 Reflection coefficients of inverted-L, single-loop and dual-loop antennas

1.4 性能對比

本小節(jié)對比了單環(huán)天線與雙環(huán)天線的阻抗和輻射特性，具體內(nèi)容如下：

1)阻抗特性

單環(huán)與雙環(huán)天線的反射系數(shù)已在圖6中展示。通過觀察可以發(fā)現(xiàn)，二者的阻抗特性相差不大。也就是說，將單環(huán)拓展為雙環(huán)，對阻抗特性的影響較小，這也從側(cè)面證實(shí)了其工作頻率取決于截面。

2)輻射特性

圖7和圖8分別對比了單環(huán)天線與雙環(huán)天線的軸比和圓極化增益。從圖中可以看出，雙環(huán)天線的軸比帶寬大約是單環(huán)天線的3倍，且兩天線都在工作頻段內(nèi)具有良好的右旋圓極化增益。兩天線的圓極化方向主要取決于圓環(huán)的旋向。此外，雙環(huán)天線的最大增益也要比單環(huán)天線稍高一些。

綜上所述，通過將陶瓷單環(huán)天線擴(kuò)展成雙環(huán)，能夠在不影響阻抗匹配的情況下，有效拓寬天線的軸比帶寬，從而實(shí)現(xiàn)更大的頻率覆蓋。

圖7 單環(huán)與雙環(huán)天線的軸比Fig.7 ARs of single-loop and dual-loop antennas

圖8 單環(huán)與雙環(huán)天線的右旋圓極化增益Fig.8 Right-handed circular polarization (RHCP) radiation gains of single-loop and dual-loop antennas

2 天線加工與測試

采用陶瓷3D打印技術(shù)制作的氧化鋯陶瓷雙環(huán)與組裝后的天線如圖9所示。其中，金屬地板由2 mm厚的鋁合金板構(gòu)成。借助3D打印陶瓷光固化工藝，可以精確地制造出復(fù)雜的環(huán)結(jié)構(gòu)；且打印得到的氧化鋯陶瓷純度可達(dá)99%，即整體結(jié)構(gòu)的介電常數(shù)與損耗角正切值的誤差均在1%以內(nèi)。其中，陶瓷光固化工藝是建立在光固化工藝的基礎(chǔ)上，為高介電常數(shù)陶瓷開發(fā)的三維打印技術(shù)。其具體過程為：先將陶瓷粉末混入液態(tài)光敏材料中，通過使用紫外線照射得到陶瓷與光敏樹脂的混合物；經(jīng)過化學(xué)腐蝕、高溫煅燒等后處理工藝，混合物中的樹脂成分以及不需要的支撐結(jié)構(gòu)被去除，以達(dá)到設(shè)計尺寸[18]。

圖9 雙環(huán)天線加工實(shí)物圖Fig.9 Fabricated dual-loop antenna

利用天線近場測試系統(tǒng)，對加工的天線進(jìn)行了測試。圖10展示了雙環(huán)天線測試與仿真的反射系數(shù)?？梢杂^察到：仿真的天線反射系數(shù)從3.74GHz開始，一直小于-10dB；而相較于仿真結(jié)果，測試得到的天線工作頻帶向高頻偏移，直到4.08GHz才開始小于-10dB。該偏差主要跟加工過程中高溫煅燒引起氧化鋯陶瓷結(jié)構(gòu)收縮形成的誤差有關(guān)。

圖10 雙環(huán)天線仿真與測試的反射系數(shù)Fig.10 Simulated and measured reflection coefficients of the fabricated dual-loop antenna

圖11和圖12分別展示了雙環(huán)天線的軸比以及右旋圓極化增益的測試與仿真結(jié)果?？梢钥闯觯瑴y試、仿真曲線基本吻合。相比仿真結(jié)果，測試得到的軸比曲線略微向高頻偏移，右旋圓極化增益略低于仿真數(shù)值。其中，測得的軸比帶寬為3.94～5.1GHz，最大增益為8.6dBic，3dB增益帶寬為3.94～5.42GHz。

圖11 雙環(huán)天線仿真與測試的軸比Fig.11 Simulated and measured ARs of the fabricated dual-loop antenna

圖12 雙環(huán)天線仿真與測試的右旋圓極化增益Fig.12 Simulated and measured RHCP radiation gains of the fabricated dual-loop antenna

圖13展示了雙環(huán)天線在4.5GHz時仿真與測試的歸一化方向圖?？梢钥闯觯瑈oz面主極化和交叉極化的仿真與測試結(jié)果比較吻合，xoz面主極化稍有偏差。該天線的主極化和交叉極化分別為右旋圓極化和左旋圓極化。 圓極化旋向由環(huán)的彎曲方向決定。

圖13 雙環(huán)天線在4.5 GHz時仿真與測試的歸一化方向圖Fig.13 Simulated and measured normalized radiation patterns of the fabricated dual-loop antenna operating at 4.5GHz

3 結(jié)論

本文提出了一種寬帶圓極化的氧化鋯陶瓷雙環(huán)天線。基于高介電常數(shù)介質(zhì)波導(dǎo)在其高次模截止區(qū)的漏波輻射機(jī)理，將線極化的陶瓷倒L天線彎折成環(huán)以實(shí)現(xiàn)圓極化輻射，并通過把單環(huán)擴(kuò)展成雙環(huán)，在不影響阻抗匹配的情況下，將天線的軸比帶寬拓寬為原本的3倍，實(shí)現(xiàn)了更大的頻率覆蓋。同時，借助先進(jìn)的3D打印工藝，成功制造了該陶瓷雙環(huán)天線。最終實(shí)測的天線軸比帶寬為3.94～5.1GHz，最大增益為8.6dBic。