連續(xù)相位調(diào)制系統(tǒng)盲速率接收技術(shù)

邸成良，紀(jì)金偉，陳 宇，楊建永

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

移動通信信道屬于隨參信道，其信道質(zhì)量與所處環(huán)境的多徑、多普勒頻移、蓄意/無意干擾噪聲等參數(shù)密切相關(guān)[1]。為充分利用信道資源、適應(yīng)時變信道質(zhì)量，各類傳輸速率自適應(yīng)技術(shù)被廣泛應(yīng)用，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)在可承受誤碼率條件下的傳輸速率提升。

速率自適應(yīng)技術(shù)涉及速率自適應(yīng)發(fā)送和速率自適應(yīng)接收兩方面。發(fā)送端主要依據(jù)接收端反饋或自身直接獲取的各類狀態(tài)信息進(jìn)行速率自適應(yīng)調(diào)整，狀態(tài)信息主要包括：信道質(zhì)量反饋狀態(tài)[2-4]、信道沖突檢測[5]、數(shù)據(jù)丟包率[6-7]、誤碼率[8]、檢測通信對端發(fā)射功率[9]等。IEEE 802.11系列標(biāo)準(zhǔn)主要速率自適應(yīng)算法包括：① 基于連續(xù)固定數(shù)量數(shù)據(jù)包發(fā)送成功率調(diào)整速率的ARF(Auto Rate Fall-back)算法[10]；② 基于ARF算法改進(jìn)的可變門限數(shù)據(jù)包發(fā)送成功率調(diào)整速率的AARF(Adaptive Auto Rate Fall-back)算法[6]；③ 基于短時出發(fā)RTS/CTS(Request to Send/Clear to Send)幀沖突檢測的CARA(Collision-Aware Rate Adaptation)算法[5]；④ 基于接收端信噪比和接收端速率決策進(jìn)行速率調(diào)整的RBAR算法[11]；⑤ 基于統(tǒng)計(jì)丟包率門限調(diào)整速率的RRAA(Robust Rate Adaptation Algorithm)算法[6]等。移動4G LTE下行傳輸速率調(diào)整則是通過UE測量接收到的下行信號，并將CSI(Channel State Information)所包含的信道質(zhì)量(CQI)、下行傳輸最大可用階數(shù)(Rank)以及下行傳輸采用的預(yù)編碼矩陣(PMI)等信息通過控制信道上報(bào)給eNodeB，eNodeB再依據(jù)CSI提供的各類參數(shù)調(diào)整發(fā)送模式[2]。同時，還有利用無線電基站實(shí)時檢測無線信道功率門限值方法對基站發(fā)送速率進(jìn)行調(diào)整的方法[9]。此外，在戰(zhàn)術(shù)通信/數(shù)據(jù)鏈等軍事應(yīng)用中[12]，還存在單向通信系統(tǒng)，發(fā)送端綜合考慮通信雙方距離、環(huán)境電磁頻譜狀態(tài)、抗干擾傳輸需求等因素，自主調(diào)整發(fā)送速率(與接收方無握手)。

接收端速率自適應(yīng)技術(shù)主要解決如何正確解調(diào)發(fā)送端多種速率模式并獲取有效接收數(shù)據(jù)問題，常用方法包含兩類，一類是基于輔助信息的解調(diào)，即解調(diào)獲取輔助信息內(nèi)容，并從輔助信息中讀取有效信息段所采用的調(diào)制樣式、調(diào)制階數(shù)、傳輸速率等信息，再進(jìn)行有效數(shù)據(jù)解調(diào)；另一類為盲速率自適應(yīng)接收，即不依賴發(fā)送端添加的輔助信息，直接從接收波形中判斷傳輸速率，并完成解調(diào)和數(shù)據(jù)獲取。

典型基于輔助信息的解調(diào)技術(shù)包括IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)和4G LTE標(biāo)準(zhǔn)。IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)中，PPDU幀的信號域(PLCP頭)數(shù)據(jù)采用標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范的最低速率發(fā)送，PLCP頭中包含數(shù)據(jù)段采用的傳輸速率、數(shù)據(jù)有效長度等信息，接收端首先以標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范的最低速率解調(diào)獲取PLCP頭信息從而得到數(shù)據(jù)段傳輸速率模式，然后對數(shù)據(jù)段進(jìn)行解調(diào)[3]。4G LTE標(biāo)準(zhǔn)中，在物理層下行控制信道(PDCCH)中承載了DCI(Downlink Control Indicator)，其中更包含了發(fā)送端采用的子載波分配、調(diào)制樣式選擇和資源分配等信息，通過解調(diào)獲取DCI數(shù)據(jù)從而得到下行傳輸速率模式，然后對數(shù)據(jù)段進(jìn)行解調(diào)[13]。目前，最新發(fā)布的5G通信標(biāo)準(zhǔn)亦是基于輔助信息實(shí)現(xiàn)調(diào)制解調(diào)。

另一類盲速率接收技術(shù)不需要輔助信息，適用于合作/非合作目標(biāo)的單項(xiàng)數(shù)據(jù)發(fā)送場景，技術(shù)途徑包括：① 采用多速率串行搜索方式進(jìn)行直接解調(diào)譯碼，直至譯碼后數(shù)據(jù)校驗(yàn)通過則完成速率匹配，其特點(diǎn)為速率采用串行搜索方式，資源耗費(fèi)小但搜索耗時長，且存在丟包；② 采用多速率并行搜索方式直接解調(diào)譯碼，其特點(diǎn)為并行設(shè)置多路速率檢測與接收通道，具有耗時短但資源消耗大的特點(diǎn)[13-18]；③ 在接收端解調(diào)譯碼前增加信號速率預(yù)檢測模塊，通過符號時頻特征和重復(fù)次數(shù)統(tǒng)計(jì)判斷發(fā)送速率[19]，但速率預(yù)檢測模塊自身會帶來額外的計(jì)算資源開銷，且完成速率匹配前將導(dǎo)致傳輸丟包。

總體上，現(xiàn)有主流速率自適應(yīng)技術(shù)一方面采用基于收發(fā)雙方交互輔助信息方式完成；另一方面采用串行/并行或?qū)Ｓ媚K進(jìn)行盲速率檢測，將帶來不同程度的協(xié)議開銷、傳輸時延和計(jì)算資源消耗等代價(jià)。在戰(zhàn)術(shù)通信/數(shù)據(jù)鏈(特別是單向傳輸)中，各種傳輸速率大多要求兼具低時延和低誤包率特征?；诖耍岢鲆环N基于連續(xù)相位調(diào)制的盲速率接收技術(shù)，通過合理設(shè)計(jì)發(fā)送端傳輸幀格式，在接收端通過分段匹配同步頭方式實(shí)現(xiàn)接收速率判斷，具有低時延、低資源消耗和低協(xié)議開銷特征。

1 盲速率無線通信信號模型

接收端盲速率解調(diào)與發(fā)送端無握手交互過程，高效快速的盲速率接收關(guān)鍵在于發(fā)送端物理層信號同步頭設(shè)計(jì)與接收端基于同步頭特征的速率匹配算法設(shè)計(jì)。

連續(xù)相位調(diào)制速率自適應(yīng)發(fā)送模型如圖1所示，發(fā)送端共有M種信源速率，不同信源速率通過不同效率編碼后(例如傳輸速率為2 Mbit/s時采用1/2信道編碼，傳輸速率為1 Mbit/s時采用1/4信道編碼等)形成相同符號速率的發(fā)射波形基帶數(shù)據(jù)，然后為基帶數(shù)據(jù)插入設(shè)計(jì)的同步頭1、同步頭2…同步頭M，最后經(jīng)過GMSK調(diào)制后進(jìn)行無線發(fā)射。

圖1 發(fā)端模型Fig.1 Transmitter model

連續(xù)相位調(diào)制速率自適應(yīng)接收模型如圖2所示，在接收端先按照同步頭1生成本地匹配序列，然后本地匹配序列與接收序列進(jìn)行分段匹配相關(guān)，再將分段匹配相關(guān)的結(jié)果按照同步頭生成規(guī)則進(jìn)行分段匹配累加，并檢測相關(guān)峰數(shù)值，依據(jù)相關(guān)峰結(jié)果判斷速率模式，完成速率匹配后進(jìn)行解調(diào)解碼處理。

圖2 收端模型Fig.2 Receiver model

2 連續(xù)相位調(diào)制速率自適應(yīng)傳輸算法

2.1 發(fā)送端詳細(xì)處理過程

設(shè)通信系統(tǒng)共具備M種速率模式，M為大于等于2的數(shù)值，發(fā)送端根據(jù)自身傳輸需求，從M種速率選擇其中一種進(jìn)行數(shù)據(jù)發(fā)送，并通過不同效率的信道編碼實(shí)現(xiàn)符號速率的統(tǒng)一。

完成信道編碼和加擾后為數(shù)據(jù)增加物理層前導(dǎo)同步頭：生成長度為N的同步頭序列S(n)(如M序列，Gold序列)，并將同步頭序列S(n)分為K段，分別為S1(n),S2(n),…,SK(n)，2K≥M；各段序列的長度分別為N1,N2,…,NK(N1+N2+…+NK=N)。

從S(n)的K個分段中選取其中P段，P

重復(fù)M次上述操作可得到M種同步頭序列，分別與M種速率模式一一對應(yīng)。

根據(jù)上述步驟所生成的同步頭序列，將對應(yīng)同步頭序列添加到信道編碼后的數(shù)據(jù)段之前，經(jīng)過調(diào)制后形成發(fā)送波形數(shù)據(jù)，第m種同步頭序列中的K個分段調(diào)制波形可表示為：

wavet,m,k(n)=It,m,k(n)+i·Qt,m,k(n)，

(1)

式中，下標(biāo)t表示發(fā)送，m=1,2,…,M；k=1,2,…，K;wavet,m,k(n)表示第m種同步頭序列中的第k個分段的調(diào)制波形，It,m,k(n)為wavet,m,k(n)的實(shí)部，Qt,m,k(n)為wavet,m,k(n)的虛部，i為虛數(shù)單位。

2.2 接收端詳細(xì)處理過程

按照與發(fā)送端相同規(guī)則生成與發(fā)送端相同的同步頭序列S(n)，并將S(n)分為與發(fā)送端相同的K個分段：S1(n)，S2(n)，…，SK(n)。

按照與發(fā)送端相同的調(diào)制方式，在接收端對同步頭序列S(n)進(jìn)行調(diào)制，形成接收端同步頭波形，接收端同步頭波形的第k段同步頭調(diào)制波形為：

waver,k(n)=Ir,k(n)+i·Qr,k(n)，

(2)

式中，下標(biāo)r表示接收，m=1,2,…,M;k=1,2,…，K；waver,k(n)表示接收端同步頭波形的第k段同步頭調(diào)制波形，Ir,k(n)為waver,k(n)的實(shí)部，Qr,k(n)為waver,k(n)的虛部，i為虛數(shù)單位。

將接收端同步頭波形與接收到的發(fā)送端發(fā)射波形數(shù)據(jù)進(jìn)行逐段相關(guān)匹配，逐點(diǎn)記錄接收端與發(fā)射端匹配相關(guān)的相乘結(jié)果：Ir,k(n)·I(n)t,m,k、Ir,k(n)·Q(n)t,m,k、Qr,k(n)·I(n)t,m,k和Qr,k(n)·Q(n)t,m,k。

根據(jù)速率模式M與同步頭分段取反的對應(yīng)規(guī)則，得到M組相關(guān)結(jié)果，其中，第m組中的第k個相關(guān)結(jié)果的計(jì)算方式如下：

若第m種速率中(1≤m≤M)，同步頭序列中的第k個分段數(shù)據(jù)未進(jìn)行取反操作，計(jì)算第m種速率第k段中的采樣點(diǎn)相關(guān)結(jié)果如下:

e-φk(Ir,k(n)·I(n)t,m,k+Qr,k(n)·Q(n)t,m,k+

i·(Qr,k(n)·I(n)t,m,k-Ir,k(n)·Q(n)t,m,k))。

(3)

若第m種速率中，同步頭序列中的第k個分段數(shù)據(jù)進(jìn)行了取反操作，則計(jì)算第m種速率第k段中的采樣點(diǎn)相關(guān)結(jié)果為：

e-φk(Ir,k(n)·I(n)t,m,k-Qr,k(n)·Q(n)t,m,k+

i·(Qr,k(n)·I(n)t,m,k+Ir,k(n)·Q(n)t,m,k))。

(4)

式中，上標(biāo)*表示對復(fù)數(shù)取共軛。

連續(xù)相位調(diào)制系統(tǒng)φk為第1段到第k-1段相位累積，即對第k段同步頭初始相位的偏轉(zhuǎn)：

式中，a(n)為碼元數(shù)值，取1或-1；h為連續(xù)相位系統(tǒng)調(diào)制指數(shù)。

對第m種速率的K段相關(guān)數(shù)據(jù)進(jìn)行累加，可通過匹配相關(guān)結(jié)果判斷接收信號是否為第m種速率。依次對M種速率的匹配相關(guān)結(jié)果進(jìn)行比對，根據(jù)匹配相關(guān)峰值可判斷接收信號具體采用哪種速率模式。

由于所有速率模式中Ir,k(n)·I(n)t,m,k、Ir,k(n)·Q(n)t,m,k、Qr,k(n)·I(n)t,m,k和Qr,k(n)·Q(n)t,m,k四項(xiàng)乘法結(jié)果可共用，不同速率間僅通過少量加法運(yùn)算即可得到不同速率模式下的匹配相關(guān)結(jié)果，該方法具有時延低、消耗資源少，且速率過渡平滑的特點(diǎn)。

3 連續(xù)相位調(diào)制速率自適應(yīng)接收仿真分析

在發(fā)送端設(shè)置兩種通信速率模式，兩種速率通過不同的同步頭進(jìn)行區(qū)分，如圖3所示，發(fā)送端產(chǎn)生長度為32的同步頭序列S(n)=‘1000001111000000 0110001101011101’；S1(n)=‘1000001111000000’和S2(n)=‘0110001101011101’；S1(n)長度為N1=16，S2(n)長度為N2=16，兩段總長度N=N1+N2=32；速率模式一中同步頭前后兩段保持不變，即同步頭為‘1000001111000000 0110001101011101’；速率模式二中的第二段S2(n)數(shù)值進(jìn)行翻轉(zhuǎn)，形成‘1001110010100010’后與第一段S1(n)進(jìn)行組合，形成速率模式二的同步頭‘1000001111000000 1001110010100010’。

圖3 兩種速率模式原始數(shù)據(jù)Fig.3 Raw data for two rate modes

速率模式一通過GMSK調(diào)制后形成發(fā)送波形采樣數(shù)據(jù)wavet,1,1(n)+wavet,1,2(n)，速率模式二通過GMSK調(diào)制后形成發(fā)送波形采樣數(shù)據(jù)，wavet,2,1(n)+wavet,2,2(n)，其中過采樣倍數(shù)均為64，前后相關(guān)長度L=5，調(diào)制指數(shù)取h=1/2，最終形成32×64=2 048個發(fā)送波形數(shù)據(jù)。

根據(jù)連續(xù)相位調(diào)制系統(tǒng)累積相位式(5)，因此累積相位φk的數(shù)值在數(shù)據(jù)長度為偶數(shù)時，其中累計(jì)相位值為0或者±π，S1(n)長度為16(偶數(shù))根據(jù)式(5)累計(jì)相位數(shù)值為π，即第二段S2(n)的起始相位為0或者π。

(5)

從圖4中可見速率模式一的φ1=3.695，從圖5中可見速率模式二的φ1=3.153，二者均與π近似相等(近似相等原因在于GMSK相關(guān)長度為5，與前后兩個碼元相關(guān))；同時由于兩種速率模式中第一段均為進(jìn)行取反，因此，兩種速率模式中第一段的相位路徑相同，如圖4和圖5中所示，在x=385位置，速率模式一與速率模式二的相位均為0.559 5；同時由于速率模式二中的第二段進(jìn)行了取反，導(dǎo)致第二段兩種速率模式的相位相反，如圖4和圖5中所示，在x=1 860位置，速率模式一相位為1.487，速率模式二相位為4.808，二者之和為2π。

圖4 GMSK速率模式一相位路徑Fig.4 GMSK mode-phase path of rate 1

圖5 GMSK速率模式二相位路徑Fig.5 GMSK mode-phase path of rate 2

在接收端生成與發(fā)送端相同的本地序列S(n)=‘1000001111000000 0110001101011101’，并將S(n)分為兩段，長度分別為N1=16，N2=16，經(jīng)過調(diào)制后生成waver,k(n)和wavet,k(n)兩段本地序列，兩段序列分別與接收序列進(jìn)行匹配相關(guān)，并記錄每一段的相乘結(jié)果Ir,k(n)·I(n)t,m,k、Ir,k(n)·Q(n)t,m,k、Qr,k(n)·I(n)t,m,k和Qr,k(n)·Q(n)t,m,k，該乘法結(jié)果可以在計(jì)算不同速率模式累加結(jié)果時復(fù)用，以減少乘法計(jì)算量。

對速率模式一而言，接收端產(chǎn)生的同步頭序列與速率模式一選擇的發(fā)送同步頭序列相同，因此匹配相關(guān)結(jié)果應(yīng)按照式(3)進(jìn)行計(jì)算。

對速率模式二而言，第2段發(fā)送同步頭序列進(jìn)行了取反，因此第2段匹配相關(guān)結(jié)果應(yīng)按照式(4)進(jìn)行計(jì)算，同時第2段相位偏轉(zhuǎn)量φk等于π。

最終對兩種速率模式的各段分段匹配相關(guān)結(jié)果進(jìn)行累加，得到不同速率模式下匹配相關(guān)結(jié)果，如圖6和圖7所示。由圖6和圖7可知，兩種速率匹配相關(guān)結(jié)果均可在相同位置匹配出明顯的峰值，兩種匹配結(jié)果在其他位置上的差異是因?yàn)镚MSK具有一定相關(guān)長度，與前后關(guān)聯(lián)碼元數(shù)值有關(guān)，會導(dǎo)致S1(n)和S2(n)過渡帶相位是近似而不是完全反相。

圖6 GMSK速率模式一相關(guān)匹配結(jié)果Fig.6 Correlation matching results of GMSK rate 1

圖7 GMSK速率模式二相關(guān)匹配結(jié)果Fig.7 Correlation matching results of GMSK rate 2

通過實(shí)時檢測兩組結(jié)果的數(shù)值變化與峰值，假設(shè)閾值設(shè)置為最大峰值的80%，即閾值等于25.6，由圖6和圖7仿真結(jié)果可見，兩種速率模式的匹配結(jié)果在峰值位置均大于25.6，可自適應(yīng)判斷是否捕獲了相應(yīng)速率的同步頭，進(jìn)而完成自適應(yīng)判斷發(fā)送方的發(fā)送速率。

經(jīng)過1 000次仿真分析，兩種速率模式相關(guān)峰最大峰值統(tǒng)計(jì)平均值是相同的。大量仿真結(jié)果證明，該方法不受相關(guān)峰值影響，部分匹配相關(guān)峰結(jié)果如圖8所示，可實(shí)現(xiàn)盲速率模式檢測。

此外，當(dāng)數(shù)據(jù)速率分為4種后，經(jīng)過1 000次仿真分析，4種速率模式相關(guān)峰統(tǒng)計(jì)平均值依舊是相同的。大量仿真結(jié)果證明，多種速率模式下盲速率接收算法依舊有效，部分匹配相關(guān)峰結(jié)果如圖9所示。

(a) 模式速率一匹配結(jié)果1

(a) 模式速率一匹配

當(dāng)速率模式有兩種時，由于兩種速率累加結(jié)果中復(fù)用了匹配相關(guān)的乘法結(jié)果，僅增加了部分計(jì)算量較小的加法，盲速率接收算法可節(jié)省約50%的計(jì)算量。類似的，當(dāng)速率模式有4種時，由于4種速率累加結(jié)果中復(fù)用了匹配相關(guān)的乘法結(jié)果，僅增加了部分計(jì)算量較小的加法，盲速率接收算法可節(jié)省約75%的計(jì)算量。以此類推，當(dāng)速率模式有M種時，本方法可節(jié)省約(M-1)/M×100%的計(jì)算量，速率模式越多本方法的效益越明顯。

4 結(jié)束語

通過分段匹配相關(guān)和累加方法以近似單速率接收的計(jì)算量自適應(yīng)完成了多種速率自適應(yīng)接收同步，具有低時延、低資源消耗和速率切換平滑特性，無需預(yù)先鏈路溝通可直接進(jìn)行盲速率切換和接收；具有廣泛適用性，可用于連續(xù)相位調(diào)制系統(tǒng)的通信速率自適應(yīng)接收，特別適用于要求低時延和低資源消耗特征的戰(zhàn)術(shù)通信/數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)，如單向點(diǎn)對點(diǎn)、點(diǎn)對多點(diǎn)廣播分發(fā)戰(zhàn)術(shù)通信系統(tǒng)，或其他單向通信或接收端不需要/不具備即時發(fā)送確認(rèn)信息的場景，因此具有很強(qiáng)的工程實(shí)用性。