一種采用電流緩沖器的反嵌套密勒補(bǔ)償型LDO

張 森，唐 威，商世廣，姚和平，閆冬冬

(1.西安郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院，西安 710121；2.上海電子線路智能保護(hù)工程技術(shù)研究中心，上海 201202；3.上海維安電子有限公司，上海 201202)

0 引 言

低壓差線性穩(wěn)壓器(low dropout regulator,LDO)具有結(jié)構(gòu)簡單、低成本、高精度等特點(diǎn)[1]，是電源管理電路的重要組成部分，被廣泛應(yīng)用于手機(jī)、筆記本電腦等電子設(shè)備中[2]。如今，隨著便攜式電子設(shè)備的迅速發(fā)展，如何使LDO在全負(fù)載電流范圍內(nèi)具有高增益和高穩(wěn)定性已成為研究熱點(diǎn)之一[3]。

在許多情況下，兩級(jí)放大器的增益不能滿足設(shè)計(jì)要求，需要級(jí)聯(lián)多個(gè)增益級(jí)，大多數(shù)LDO均采用三級(jí)放大器的結(jié)構(gòu)[4]。然而，每增加一個(gè)增益級(jí)都會(huì)不可避免地引入零極點(diǎn)，從而造成電路的穩(wěn)定性下降，此時(shí)需要對(duì)電路進(jìn)行頻率補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)電路的穩(wěn)定性控制[5]。

近年來，針對(duì)LDO的頻率補(bǔ)償已有大量文獻(xiàn)進(jìn)行了詳細(xì)分析。文獻(xiàn)[6]采用零極點(diǎn)追蹤補(bǔ)償技術(shù)，通過引入一個(gè)動(dòng)態(tài)的零點(diǎn)補(bǔ)償輸出極點(diǎn)來提高電路穩(wěn)定性，但是，這種結(jié)構(gòu)需要額外的晶體管，增加了電路復(fù)雜度；文獻(xiàn)[7]采用等效串聯(lián)電阻(equivalent series resistance, ESR)補(bǔ)償技術(shù)，利用輸出電容的等效串聯(lián)電阻引入一個(gè)左半平面(left half plane, LHP)零點(diǎn)來提高穩(wěn)定性，但是，這種方法需要消耗較大的面積。除此之外，共源共柵密勒補(bǔ)償[8]、偽ESR補(bǔ)償[9]、反嵌套密勒補(bǔ)償[10]等技術(shù)都提高了LDO的穩(wěn)定性。

本文針對(duì)反嵌套密勒補(bǔ)償(reverse nested miller compensation, RNMC)會(huì)引入右半平面(right half plane, RHP)零點(diǎn)，且不適應(yīng)將PMOS管作為LDO功率級(jí)的問題，提出一種采用電流緩沖器的反嵌套密勒補(bǔ)償(reverse nested miller compensation with current buffers, RNMCCB)型LDO，在不引入RHP零點(diǎn)的同時(shí)，使用反嵌套密勒補(bǔ)償提高LDO在全負(fù)載電流范圍內(nèi)的穩(wěn)定性。

1 傳統(tǒng)反嵌套密勒補(bǔ)償

反嵌套密勒補(bǔ)償是三級(jí)運(yùn)算放大器頻率補(bǔ)償?shù)闹匾桨?，它改善了放大器的小信?hào)和大信號(hào)特性，如增大帶寬、縮短穩(wěn)定時(shí)間等。由于RNMC的內(nèi)環(huán)密勒電容不加載到輸出端，因而更適合驅(qū)動(dòng)大負(fù)載電容[11]。圖1為傳統(tǒng)RNMC的等效小信號(hào)電路。

圖1 RNMC等效小信號(hào)電路Fig.1 RNMC equivalent small signal circuit

RNMC的傳遞函數(shù)為

(1)

(1)式中:gmi是各級(jí)放大器的等效跨導(dǎo)；roi是各級(jí)放大器的等效輸出阻抗；Ci是各級(jí)放大器的等效輸出電容；Cm1、Cm2是反嵌套密勒電容。由(1)式得出，RNMC會(huì)引入一個(gè)RHP零點(diǎn)，即Z≈gm3/Cm2，且RHP零點(diǎn)更接近原點(diǎn)，使電路的相位裕度(phase margin, PM)變差，降低電路的穩(wěn)定性。為了減弱RHP零點(diǎn)對(duì)電路穩(wěn)定性的影響，通常要求gm3?gm1、gm2。RHP零點(diǎn)產(chǎn)生的原因是密勒電容Cm2從運(yùn)放的輸入端到輸出端存在前饋通路。此外，為了保證電路的負(fù)反饋性質(zhì)，使用RNMC方案的通常是輸入和輸出級(jí)為同相增益級(jí)，中間級(jí)為反相增益級(jí)的三級(jí)運(yùn)放[11]。

2 基于RNMCCB的LDO主體電路設(shè)計(jì)

2.1 基于電流緩沖器的RHP零點(diǎn)消除技術(shù)

本文RHP零點(diǎn)消除技術(shù)如圖2所示。圖2a為傳統(tǒng)密勒補(bǔ)償，密勒電容Cm除了極點(diǎn)分裂外，還會(huì)在節(jié)點(diǎn)X、Y之間形成前饋通路引入RHP零點(diǎn)[12]，即Z≈gmY/Cm。圖2b中，密勒電容Cm通過串聯(lián)一個(gè)適當(dāng)阻值的調(diào)零電阻Rm，將RHP零點(diǎn)變?yōu)長HP零點(diǎn)[13]，即Z≈-1/RmCm。類似地，電流緩沖器(current buffer, CB)也可以用來消除RHP零點(diǎn)[14]。圖2c利用電流緩沖器MCG消除前饋通路，并引入一個(gè)LHP零點(diǎn)，即Z≈-gmCG/Cm。圖2d利用電流鏡作為反相電流緩沖器[15](inverting current buffer, ICB)與密勒電容Cm串聯(lián)，引入一個(gè)LHP零點(diǎn)，即Z≈-gmCB/Cm。

圖2 RHP零點(diǎn)消除技術(shù)Fig.2 RHP zero elimation technique

以上分析表明，采用電流鏡作為反相電流緩沖器與RNMC的外環(huán)密勒電容Cm2串聯(lián)，既可以消除RHP零點(diǎn)，又可以在保證系統(tǒng)內(nèi)部負(fù)反饋性質(zhì)的同時(shí)，使運(yùn)放的第2級(jí)和第3級(jí)都采用反相增益級(jí)。

2.2 基于RNMCCB的LDO主體電路

本文設(shè)計(jì)的基于RNMCCB的LDO主體電路如圖3所示，包括第1級(jí)高增益跨導(dǎo)運(yùn)算放大器、第2級(jí)共源級(jí)放大器和第3級(jí)功率級(jí)。

圖3 基于RNMCCB的LDO主體電路Fig.3 LDO main circuit based on RNMCCB

與使用傳統(tǒng)RNMC方案的運(yùn)放不同，本文設(shè)計(jì)的電路第2級(jí)和第3級(jí)都采用反相增益級(jí)，M3、M10構(gòu)成的電流鏡作為反相電流緩沖器，保證了電路的負(fù)反饋性質(zhì)。

電容Cm2和反相電流緩沖器M3、M10構(gòu)成外部補(bǔ)償環(huán)，電容Cm1和電流緩沖器M9構(gòu)成內(nèi)部補(bǔ)償環(huán)。外環(huán)密勒電容Cm2主要用于對(duì)主極點(diǎn)的壓縮，將第1級(jí)運(yùn)放的輸出極點(diǎn)推向低頻，成為低頻主極點(diǎn)。在M11的負(fù)反饋路徑上添加M9構(gòu)成并聯(lián)負(fù)反饋，降低共源級(jí)放大器的輸出阻抗并使其極點(diǎn)向高頻移動(dòng)，提高電路的穩(wěn)定性。

利用第1級(jí)運(yùn)放固有的共柵級(jí)M9和電流鏡M3、M10分別作為電流緩沖器和反相電流緩沖器，分別與密勒電容Cm1和Cm2串聯(lián)，消除密勒電容的前饋通路，進(jìn)而消除RHP零點(diǎn)。引入兩個(gè)LHP零點(diǎn)，可以補(bǔ)償由LHP極點(diǎn)引起的相位滯后，增加相位裕度，改善穩(wěn)定性。電流緩沖器自身引入的零極點(diǎn)均位于高頻，對(duì)電路穩(wěn)定性的影響可以忽略。RNMCCB補(bǔ)償結(jié)構(gòu)不需要額外的晶體管，因此可降低電路復(fù)雜度，不引入額外的靜態(tài)功耗。

2.3 穩(wěn)定性分析

基于RNMCCB的LDO等效小信號(hào)電路如圖4所示，在推導(dǎo)LDO電路的傳遞函數(shù)前，再說明一下各參數(shù)的含義。本文中，gm1，gm2分別是誤差放大器第1級(jí)和第2級(jí)的等效跨導(dǎo)；gmp是功率管MP的等效跨導(dǎo)；gmCB，gmCG分別是反相電流緩沖器M3、M10和電流緩沖器M9的等效跨導(dǎo)；roi是各級(jí)放大器的等效輸出阻抗；Ci是各級(jí)放大器的等效輸出電容；Cgd是功率管等效寄生電容，用rmi代表各晶體管的輸出阻抗，gm12代表M12的跨導(dǎo)。先做近似處理，假設(shè)gmp?gmi；COUT?C1、C2、Cm1、Cm2；Cm2?Cm1；gmiroi?1；功率管等效寄生電容Cgd與輸出電容COUT相比，COUT占主導(dǎo)。第1級(jí)放大器的輸出阻抗ro1≈rm8‖gmCGrm9rm10，第2級(jí)放大器的輸出阻抗ro2≈rm11‖gm12rm12rm13，第3級(jí)放大器的輸出阻抗ro3≈RL。

圖4 基于RNMCCB的LDO的等效小信號(hào)電路Fig.4 Equivalent small-signal circuit of LDO based on RNMCCB

得到該LDO電路的傳遞函數(shù)為

(2)

低頻增益|ADC|為

|ADC|=gm1ro1gm2ro2gmPRL

(3)

主極點(diǎn)為

(4)

兩個(gè)次極點(diǎn)和兩個(gè)LHP零點(diǎn)分別為

(5)

(6)

(7)

(8)

增益帶寬(gain bandwith, GBW)數(shù)值GBW為

(9)

該LDO的相位裕度為

(10)

由(4)—(6)式可以得出，采用RNMCCB補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，主次極點(diǎn)顯著分離。

不同負(fù)載電流使得極點(diǎn)P2、P3的位置不同。在重載情況下，LDO的輸出阻抗降低，功率級(jí)的等效跨導(dǎo)gmp增大，輸出極點(diǎn)P3向高頻移動(dòng)。次極點(diǎn)P2在并聯(lián)負(fù)反饋的作用下也向高頻移動(dòng)，P2、P3均位于帶寬之外，此時(shí)LDO近似為一個(gè)單極點(diǎn)系統(tǒng)，可確保電路的穩(wěn)定性。

在輕載情況下，次極點(diǎn)P2和輸出極點(diǎn)P3向低頻移動(dòng)，給穩(wěn)定性帶來不利影響。由(7)—(8)式得出，LHP零點(diǎn)Z1、Z2的位置只取決于反相電流緩沖器M3、M10和電流緩沖器M9的等效輸入阻抗，靈活性較高。通過對(duì)零點(diǎn)Z1、Z2位置的合理設(shè)置，使Z1、Z2接近P3、P2的最小頻率，改善相位裕度，提高輕載時(shí)電路的穩(wěn)定性。

綜合上述對(duì)小信號(hào)電路的分析可知，本文提出的基于RNMCCB的LDO在全負(fù)載電流范圍內(nèi)均能保證穩(wěn)定性。

3 仿真與討論

本文LDO基于0.35 μm CMOS工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)，采用Cadence軟件中Spectre仿真器對(duì)電路進(jìn)行仿真。COUT為0.1 μF，輸入電壓范圍為2.2～5.5 V，負(fù)載電流范圍為1～600 mA。

圖5展示了VIN為3.5 V、COUT為0.1 μF時(shí)，不同負(fù)載電流的穩(wěn)定性仿真曲線?？梢钥吹?，在負(fù)載電流為600 mA時(shí)，環(huán)路增益降低，輸出極點(diǎn)向高頻移動(dòng)，環(huán)路增益為90 dB，PM為55°，具有較高的相位裕度；在負(fù)載電流為1 mA時(shí)，主極點(diǎn)和輸出極點(diǎn)向低頻移動(dòng)，帶寬減小，環(huán)路增益為100.7 dB，PM為38°，此時(shí)增益交點(diǎn)頻率小于相位交點(diǎn)頻率，系統(tǒng)仍保持穩(wěn)定。圖5證明本文設(shè)計(jì)的LDO在全負(fù)載電流范圍內(nèi)具有良好的相位裕度和穩(wěn)定性。

圖5 不同負(fù)載電流的穩(wěn)定性仿真曲線Fig.5 Stability simulation curves of different load currents

圖6展示了VIN為3.5 V、負(fù)載電流為1 mA時(shí)，不同輸出電容的相位裕度仿真曲線?？梢钥吹紺OUT為0.1 μF時(shí)，PM為38°；COUT為1 μF時(shí)，PM為56.3°；COUT為5 μF時(shí)，PM為83.6°。圖6證明本文設(shè)計(jì)的LDO在不同輸出電容下均能保證穩(wěn)定性。

圖6 不同輸出電容的相位裕度仿真曲線Fig.6 Phase margin simulation curves of different output capacitors

圖7展示了VOUT為2.5 V、COUT為0.1 μF時(shí)，負(fù)載電流在1 μs內(nèi)從1 mA跳變到600 mA的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)曲線。當(dāng)負(fù)載電流從1 mA跳變到600 mA時(shí)，輸出電壓的下沖為10.6 mV，響應(yīng)時(shí)間約為5 μs；當(dāng)負(fù)載電流從600 mA跳變到1 mA時(shí)，輸出電壓的上沖為11.7 mV，響應(yīng)時(shí)間約為7 μs。圖7證明該LDO電路具有良好的負(fù)載瞬態(tài)特性。

圖7 LDO負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)仿真曲線Fig.7 LDO Load transient response simulation curve

圖8展示了VOUT為2.5 V時(shí)，負(fù)載電流從1 mA變化到600 mA的負(fù)載調(diào)整曲線。從圖8可知，輸出電壓的變化量為116.5 μV，負(fù)載調(diào)整率為0.004 6%，符合設(shè)計(jì)要求。

圖8 負(fù)載調(diào)整曲線Fig.8 Load regulation curve

表1為本文設(shè)計(jì)的LDO與其他相關(guān)文獻(xiàn)的LDO電路性能對(duì)比。從表1可看出，本文設(shè)計(jì)的LDO在負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)和負(fù)載調(diào)整率上有更好的性能，并且具有較大的相位裕度，穩(wěn)定性良好。

表1 LDO性能對(duì)比Tab.1 Comparison of LDO performance

4 結(jié) 論

本文基于0.35 μm CMOS工藝，設(shè)計(jì)了一種采用電流緩沖器的反嵌套密勒補(bǔ)償型LDO。該電路的第2級(jí)和第3級(jí)都采用反相增益級(jí)，在反嵌套密勒補(bǔ)償?shù)幕A(chǔ)上添加電流緩沖器和反相電流緩沖器，在不引入額外靜態(tài)功耗的條件下，保證了電路內(nèi)部負(fù)反饋性質(zhì)，消除了密勒電容的前饋通路，引入LHP零點(diǎn)，增加相位裕度，改善穩(wěn)定性。仿真結(jié)果表明，RNMCCB提高了LDO在全負(fù)載電流范圍內(nèi)的穩(wěn)定性，且在不同輸出電容下，均能保證穩(wěn)定性，同時(shí)具有較好的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)和負(fù)載調(diào)整率。本文設(shè)計(jì)的LDO可應(yīng)用于負(fù)載變化范圍大的電路系統(tǒng)。