基于濾波器組多載波梳狀譜的雷達通信一體化信號技術

王 杰 裴澤琳 陳 軍 梁興東 李焱磊 陳龍永

（1.南京信息工程大學電子與信息工程學院，江蘇南京 210044；2.中國科學院空天信息創(chuàng)新研究院，北京 100190；3.微波成像技術國家級重點實驗室，北京 100190）

1 引言

早在上個世紀60年代，就有學者提出了雷達通信一體化的概念。早期關于雷達通信一體化的研究主要集中在雷達與通信的發(fā)射機、接收機、天線等硬件的共享上［1］。近年來，歐美、日韓等軍事強國已在通道、孔徑、處理、顯示與控制等層面上實現(xiàn)了雷達和通信的共享，并進一步將其研究重點推向了信號一體化［2］。如何設計一種信號，使之在滿足通信信息高速傳輸要求的同時，又能較好地實現(xiàn)雷達探測功能，是當前迫切需要解決的核心技術難點［3］。

正交頻分復用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）技術憑借其載波調(diào)制靈活、頻譜效率高等優(yōu)點在一體化信號的設計方面得到了廣泛關注［4］。其中，OFDM梳狀譜技術是備選一體化技術之一［5］。然而，OFDM技術也存在一些不足。具體而言，OFDM 對頻偏非常敏感，容易受到較為嚴重的載波間干擾。這種干擾在OFDM梳狀譜框架下主要體現(xiàn)為雷達和通信間的相互干擾，會大幅降低雷達和通信性能［6］。與之相比，濾波器組多載波（Filterbank multicarrier，F(xiàn)BMC）技術具有更高的多普勒容限，且不需要循環(huán)前綴（Cyclic Prefix，CP），已成為雷達通信一體化信號的重要潛在技術之一［7-8］。目前，國內(nèi)外對于利用FBMC技術實現(xiàn)雷達通信一體化的研究相對較少。較典型的方案是利用FBMC通信信號實現(xiàn)雷達探測或成像功能［9-11］。然而通信信息具有很強的隨機性，會在脈壓結果中引入過高的旁瓣。因此，本文主旨思想是，在FBMC 框架下，從子載波復用的角度，設計FBMC梳狀譜信號，使雷達和通信在子載波維度相對獨立，進而兼具良好的雷達探測與通信性能。但是FBMC原型濾波器在子載波上存在固定的虛數(shù)干擾，勢必會對一體化信號的信道估計產(chǎn)生影響。該問題是FBMC技術的共性問題。

近年來，有不少國內(nèi)外學者對FBMC 系統(tǒng)中信道估計算法展開了廣泛的研究。如文獻［12-14］提出了基于干擾利用（Interference Approximation Method，IAM）的信道估計算法及改進型的IAM 算法。文獻［15］提出了一種基于干擾消除（Interference Elimina?tion Method，IEM）的算法。以上算法的缺點在于至少需要三個FBMC 符號來構造塊狀前導序列，且僅僅考慮一階時頻點的干擾。文獻［16］提出了一種基于導頻對算法（Pair of Pilots，POP），該算法雖然只占用了兩個FBMC 符號，但是并未考慮到噪聲對信道估計的影響，在實際的無線通信系統(tǒng)中性能會受到一定限制。針對以上導頻設計的不足，本文提出了一種新的塊狀導頻結構設計方法。核心思想是，通過利用導頻周圍一階時頻點的已知干擾增大導頻點功率，提升導頻抗噪性能，并在導頻點數(shù)據(jù)左側(cè)放置輔助導頻（Auxiliary Pilot，AP），用以消除高階時頻點的干擾。此外，在應對快時變信道時，本文聯(lián)合塊狀導頻與離散的梳狀chirp譜進行信道估計，用以保障高動態(tài)應用場景下的通信性能。

本文結構如下：第2 節(jié)第一部分介紹了FBMC原理；第二部分介紹了FBMC 梳狀譜一體化信號的設計方法，其中包括雷達信號結構設計與通信導頻結構設計方法；第3 節(jié)完成了FBMC 梳狀譜信號的仿真驗證，并與OFDM 梳狀譜形成了對比；第4節(jié)對本文進行了總結。

2 基于FBMC梳狀譜的一體化技術

2.1 FBMC原理

與OFDM 類似，F(xiàn)BMC 波形是多載波技術，以頻分復用為基礎，在相互正交的子載波上實現(xiàn)信息的調(diào)制［17］。與OFDM 不同的是，F(xiàn)BMC 的子載波僅在實數(shù)域正交。在頻域，F(xiàn)BMC 的子載波旁瓣遠遠低于OFDM 子載波的旁瓣。換言之，F(xiàn)BMC 帶外輻射低，對頻偏不敏感。

為了降低頻域子載波的旁瓣，F(xiàn)BMC 采用進行特殊設計的原型濾波器［9］，例如常用的PHYDYAS原型濾波器。圖1（a）展示了OFDM 子載波頻域響應，圖1（b）展示了重疊因子為4 時，F(xiàn)BMC 原型濾波器的頻域響應。從圖中可以看出，相較于OFDM 子載波頻域響應，原型濾波器的頻域子載波旁瓣被抑制，帶外干擾非常小。

圖1 OFDM與FBMC頻域響應圖Fig.1 Frequency domain response diagram of OFDM and FBMC

由于原型濾波器具有優(yōu)秀的帶外抑制能力，F(xiàn)BMC 的非相鄰子載波之間是沒有能量重疊的。只有相鄰子載波間存在干擾，且干擾的時域響應為［18］：

其中，干擾時域響應的相位因子為

且K為重疊因子，Gk為與K有關的常數(shù)，T為FBMC的符號周期。

依據(jù)相位因子可知，干擾的時域響應函數(shù)的實部會在t等于奇數(shù)倍T/2 時為0，虛部會在t等于偶數(shù)倍T/2 時為0。換言之，g(t)的實部與虛部的零點將以T/2 為間隔交替出現(xiàn)，這使得FBMC 系統(tǒng)需要采用特殊的調(diào)制方式來抑制相鄰子載波間的干擾。

在FBMC 系統(tǒng)中，所采用的調(diào)制方式為偏移正交幅度（Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM）調(diào)制。OQAM 預處理分為兩步：首先將一個復數(shù)信號實部和虛部拆分開，然后在實部和虛部間延時半個符號周期進行傳輸。如圖2 所示，這種傳輸方式可以有效抑制相鄰子載波之間的干擾。由于FBMC-OQAM 在每個子載波上傳遞的是實值的信號，而OFDM 傳遞的是復數(shù)信號，因此FBMCOQAM 的編碼效率是OFDM 的一半，但是其符號速率是OFDM 的兩倍，所以可以達到和OFDM 相同的數(shù)據(jù)傳輸速率。

圖2 OQAM調(diào)制示意圖Fig.2 OQAM modulation

2.2 基于FBMC梳狀譜的一體化信號設計思路

本文充分利用子載波間的實正交性，首先將雷達chirp 信號離散頻譜值調(diào)制到FBMC 信號的第1，M+1，2M+1，...，(a-1) ?M+1（其中M為雷達相鄰頻點的間隔數(shù)，a為雷達chirp 占用的子載波數(shù)目）個子載波上，其次將OQAM 調(diào)制后的通信實數(shù)據(jù)調(diào)制到剩余子載波上，進而構成子載波復用信號。FBMC梳狀譜信號的時域模型如式（3）所示

式（4）中，aM為子載波數(shù)，N為符號數(shù)，g(k)表示長度為K×aM的原型濾波器，bm，n為第n個符號上的第m個子載波的權值。相位因子πmn+(m+n)使一體化信號在時域和頻域上實虛交錯。g(k)同相位2πm(k-)/(aM)構成濾波器組。式（5）中，rm，n為雷達chirp 離散頻譜值，cm，n為通信離散頻譜值（m，n分別表示子載波和符號位置，cm，n為實數(shù)，rm，n為復數(shù)）。

若令

則式（4）可簡化為

在接收端，通常利用M/2 間隔、KM長度的滑窗對接收到的信號進行處理，并通過串并轉(zhuǎn)換得到多個長度為KM的采樣序列。

理想情況下經(jīng)過滑窗得到的信號為rn(k)=sn(k)，與原型濾波器的共軛相乘可得

將rn(k)=sn(k)代入式（10），可得在第p個子載波上，第q個符號處的解調(diào)信號為

其 中，當(p，q)=(m，n) 時，δ(m，p)，(n，q)=1；當（p，q）≠（m，n）時，該項為純虛數(shù)，如表1所示。

再將Rp，q進行取實部操作，即可恢復出原信號。

FBMC 梳狀譜信號的調(diào)制解調(diào)框圖如圖3 所示。在調(diào)制端，一體化系統(tǒng)將編碼、數(shù)字調(diào)制、串并轉(zhuǎn)換、實虛分離后的通信碼元和雷達chirp 數(shù)據(jù)組合。經(jīng)原型濾波器、重疊求和、D/A 轉(zhuǎn)換后，得到FBMC 梳狀譜時域信號，并通過發(fā)射機發(fā)射。在接收端，雷達處理系統(tǒng)將接收的回波信號經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換、滑窗接收、與原型濾波器的共軛相乘后，提取出調(diào)制在該信號中的雷達chirp數(shù)據(jù)，并進行雷達信號處理，從而得到待測目標信息。通信接收端將接收的一體化信號經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換、滑窗接收，與原型濾波器共軛相乘后，提取出調(diào)制在該信號中的通信碼元，并對通信碼元進行信道估計和信道均衡，最后經(jīng)數(shù)字解調(diào)、解碼后得到通信數(shù)據(jù)。

圖3 基于FBMC梳狀譜信號調(diào)制解調(diào)框圖Fig.3 Block diagram of modulation and demodulation based on FBMC comb spectrum signal

實際上，依據(jù)FBMC梳狀譜調(diào)制解調(diào)原理可知，無論是雷達子載波還是通信子載波數(shù)據(jù)，都會受到原型濾波器的固有虛部干擾影響。對于雷達chirp信號來說，固有干擾會使得雷達匹配濾波的旁瓣升高，影響雷達探測性能。對于通信信號來說，固有虛部干擾會與信道響應疊加在一起，進而降低通信信道估計精度。下面將重點圍繞抑制虛部干擾，對FBMC 梳狀譜框架下的雷達信號結構和通信導頻結構進行優(yōu)化設計。

2.2.1 FBMC梳狀譜信號中的chirp結構

傳統(tǒng)的FBMC 結構采用OQAM 調(diào)制方式，將信號的實虛部拆分，并將虛部延時半個符號周期發(fā)送。對于雷達chirp信號來說，若將虛部延時半個周期發(fā)送，則雷達實部和虛部間的時延過大，從而影響探測性能。雷達信號若是不采用實虛分離，則會對周圍通信數(shù)據(jù)產(chǎn)生實數(shù)干擾，進而大幅增加通信誤碼率。結合表1原型濾波器干擾因子的分布特點可知，特定時頻點(p，q)受到的干擾主要來自于上下相鄰子載波和左右多階符號。因此本文在雷達chirp復信號的上下子載波處放置空白保護間隔，以此隔絕雷達信號對通信信號的影響，并在相鄰符號間放置空白間隔，來隔絕符號間的雷達信號干擾。該結構示意圖如圖4所示。

圖4 FBMC梳狀譜信號中chirp信號結構Fig.4 Chirp signal structure in FBMC comb spectrum signal

表1 干擾因子Tab.1 Interference factor table

2.2.2 FBMC梳狀譜信號中的通信導頻結構

當存在信道影響時，通信節(jié)點接收到的數(shù)據(jù)可表示為

式（13）中，Hp，q為頻域信道響應，η為高斯白噪聲，Ip，q為時頻點(p，q)周圍數(shù)據(jù)經(jīng)過信道對(p，q)處產(chǎn)生的干擾，其值為

假設信道是緩慢變化的，即Hm，n≈Hp，q，那么(p，q)處的信道估計值如式（17）

由式（17）可以看出，等效導頻dp，q的模值越大，系統(tǒng)的抗噪性能越好。傳統(tǒng)增大dp，q的導頻結構有三種，分別為干擾利用-R（IAM-R）、干擾利用-I（IAM-I）、干擾利用-E-C（IAM-E-C）。以上三種導頻結構圖如圖5（a）、圖5（b）和圖5（c）所示。

圖5 傳統(tǒng)干擾利用算法導頻結構Fig.5 Pilot structure of traditional jamming utilization algorithm

圖5（a）為IAM-R 算法［12］的導頻結構圖，導頻序列由三個符號組成，中間符號為導頻序列，取值依次為（1，1，-1，-1）。左右兩列的導頻符號值為0，對中間列導頻起到保護的作用。圖5（b）為IAM-I算法［13］的導頻結構圖。IAM-I算法為IAM-R算法的改進，通過在中間導頻列引入虛數(shù)來增大dp，q的模值。考慮到左右兩列的導頻符號還可以做進一步的改進以便使等效導頻符號dp，q的能量再一次的增強，文獻［14］提出了IAM-E-C算法，導頻結構如圖5（c）所示。

然而，上述導頻結構算法存在一個共同的問題：只考慮了一階干擾對導頻點數(shù)據(jù)的影響。基于此，本文提出了一種新的導頻結構設計，即IAM-AP 結構。其核心思想為：利用導頻周圍一階時頻點數(shù)據(jù)產(chǎn)生的干擾增大dp，q的模值，用以提升系統(tǒng)的抗噪性能；利用輔助導頻消除高階時頻點的干擾，從而提升信道估計準確度。IAM-AP結構圖如圖6所示。

圖6 IAM-AP算法導頻結構Fig.6 IAM-AP algorithm pilot structure

如圖6 所示，IAM-AP 算法利用兩個FBMC 符號構造前導序列。在第二個符號上，導頻數(shù)據(jù)間隔放置，其值依次為（1，-1）。在導頻數(shù)據(jù)左側(cè)添加輔助導頻，用以消除高階時頻點數(shù)據(jù)對導頻點數(shù)據(jù)的干擾。結合表1 中干擾因子的特性，可在第一個符號上除輔助導頻外的其他子載波位置放置數(shù)據(jù)1，在第二個符號除導頻數(shù)據(jù)外的其他子載波位置上間隔放置（j，-j）來增大導頻點的功率。

結合圖6，導頻周圍一階時頻點（除輔助導頻位置）產(chǎn)生的干擾為

設輔助導頻點的數(shù)值為bp，q-1，則導頻點處受到一體化數(shù)據(jù)產(chǎn)生的高階干擾和輔助導頻產(chǎn)生的干擾為

為了消除一體化數(shù)據(jù)產(chǎn)生的高階干擾，需要設計輔助導頻的值，使=0。

輔助導頻點的數(shù)值bp，q-1在=0時取值如下：

式（20）確定了輔助導頻的取值，還需要確定輔助導頻的位置。依據(jù)式（20）可知，δ(p，p)，(q，q-1)的值越小，輔助導頻的值越大，這會使傳輸信號的峰均比增加。為了不提高傳輸信號的峰均比，一般會選取δ(p，p)，(q，q-1)較大的位置放置輔助導頻。由表1 可知，對于本文采用的PHYDYAS 原型濾波器來說，在導頻點上下左右四個相鄰位置處，左側(cè)或右側(cè)的干擾因子最大，因此本文在進行導頻結構設計時將輔助導頻放在導頻點數(shù)據(jù)的左側(cè)。

由表2 可知，在傳統(tǒng)的導頻結構中，IAM-E-C 的dp，q值最大，抗噪性能最好。本文設計的導頻結構等 效導頻dp，q的模 值介于IAM-E-C 與IAM-I 之 間。因此，在低信噪比條件下，本文導頻結構對信道響應估計的精度略低于IAM-E-C 算法。但是傳統(tǒng)導頻結構設計都只考慮導頻周圍一階時頻點對導頻數(shù)據(jù)的干擾，未考慮高階干擾。當周圍數(shù)據(jù)對導頻點產(chǎn)生的虛部干擾影響大于噪聲對導頻點數(shù)據(jù)的影響時，只提高信噪比就無法改善系統(tǒng)的通信性能。此外，傳統(tǒng)導頻結構導頻開銷過大（都占用了三個FBMC 符號），在一定程度上浪費了通信資源。而本文提出的導頻結構既節(jié)省了導頻開銷，又綜合考慮了一階及高階虛部干擾，可在高信噪比條件下獲得優(yōu)越的通信性能。

表2 不同導頻結構的up，q及dp，q值Tab.2 up，q and dp，q of different pilot structures

為了驗證IAM-AP 導頻結構的性能，本文在不同的信道下進行了仿真對比驗證，其中，信號帶寬為100 MHz，通信調(diào)制方式為16QAM，采樣率為120 MHz，子載波個數(shù)為9600。仿真信道為步行ITU_PA 信道和車載ITU_VA 信道，信道結構如表3所示。

表3 ITU_PA和ITU_VA信道參數(shù)Tab.3 ITU_PA and ITU_VA channel parameters

圖7（a）和7（b）為采用不同導頻結構在ITU_PA和ITU_VA 信道下誤碼率仿真曲線。由仿真圖可以看出，在信噪比較低時，IAM-E-C 算法抗噪性能較好，誤碼率較低。但隨著信噪比增加，高階干擾的影響會逐步大于噪聲的影響。此時，IAM-E-C 算法無法改善通信性能。與之相比，雖然本文提出的導頻結構在低信噪比時誤碼率略高于IAM-E-C 算法，但是節(jié)省了一列導頻資源。當系統(tǒng)的信噪比超過20 dB 時，本文設計的導頻結構對于一體化系統(tǒng)的通信性能有顯著的提升。

圖7 不同導頻結構的FBMC梳狀譜一體化信號在不同信道下誤碼率Fig.7 Ber of FBMC comb spectrum integrated signals with different pilot structures in different channels

結合雷達信號結構和通信導頻結構的設計方案，可得本文一體化信號的時頻特性圖如圖8所示。對于FBMC 梳狀譜信號來說，前兩個符號作為塊狀導頻序列，后續(xù)符號用來傳輸一體化數(shù)據(jù)。當信道在時域上變化較快時，可將雷達信號當成通信離散導頻，與本文設計的塊狀導頻序列結合進行信道估計，從而進一步提升信道估計的準確度。

圖8 FBMC梳狀譜一體化信號時頻資源圖Fig.8 FBMC comb spectrum integrated signal time-frequency resource map

3 仿真與分析

3.1 仿真場景

圖9 為雷達通信一體化信號仿真場景。節(jié)點A為雷達通信一體化系統(tǒng)。一體化系統(tǒng)在與目標1通信的同時，對波束內(nèi)目標進行探測。節(jié)點A和目標1之間的傳播信道為單直射徑萊斯信道，該信道的差分時延為0 ns，功率為0 dB，多普勒頻移為1250 Hz。

圖9 雷達通信一體化信號仿真場景圖Fig.9 Radar communication integrated signal simulation scene

3.2 參數(shù)設置

場景中設置4個目標，目標對應的距離、速度信息如表4 所示。一體化信號的總帶寬為100 MHz，其中，雷達和通信等效帶寬均為100 MHz。

表4 一體化系統(tǒng)的仿真參數(shù)Tab.4 Simulation parameters of integrated system

3.3 結果分析

圖10（a）、（b）分別為FBMC 梳狀譜信號的雷達點擴展函數(shù)圖和雷達chirp 信號的模糊函數(shù)圖。由于本文設計的FBMC 梳狀譜信號將雷達chirp 信號離散頻譜值均勻調(diào)制在子載波上，并在接收端提取chirp 頻點進行雷達探測，因此其點擴展函數(shù)近似sinc 函數(shù)，模糊函數(shù)圖同經(jīng)典的chirp 信號的模糊函數(shù)圖一致。根據(jù)仿真結果可知距離分辨率為1.32 m，峰值旁瓣比（Peak Side Lobe Ratio，PSLR）為-13.33 dB，積分旁瓣比為（Integration Side Lobe Ratio，ISLR）為-9.92 dB。由此可見，本文設計的FBMC梳狀譜信號具有良好的模糊函數(shù)特性。

圖10 雷達點擴展函數(shù)與模糊函數(shù)圖Fig.10 Radar point spread function and ambiguity function diagram

為了驗證FBMC 梳狀譜技術的有效性，本文在相同的仿真參數(shù)下，對OFDM梳狀譜技術與FBMC梳狀譜技術進行了仿真對比試驗。仿真結果如圖11、圖12、圖13所示。

圖11（a）、（b）分別為通信接收端接收到的OFDM梳狀譜與FBMC 梳狀譜通信誤碼率和星座映射圖。從該圖可以看出，在高速移動的場景下，OFDM 梳狀譜信號的誤碼率較高，為10?2。而FBMC梳狀譜誤碼率可以達到10?6數(shù)量級，滿足通信系統(tǒng)的可靠性要求。圖12（a）、（b）分別為節(jié)點A利用OFDM梳狀譜信號和FBMC 梳狀譜信號獲取的雷達探測PD（Pulse Doppler）圖。圖（a）中顯示了四個動目標，其距離和速度分別為（300 m，78.13 m/s）、（350 m，28.08 m/s）、（500 m，-62.26 m/s）、（600 m，47.61 m/s），測速誤差分別為15.63 m/s、3.08 m/s、12.26 m/s、10.11 m/s。圖（b）中顯示了四個動目標，其距離和速度分別為（300 m，62.26 m/s），（350 m，25.63 m/s），（500 m，-50.05 m/s），（600 m，37.84 m/s），測速誤差分別為0.24 m/s、0.63 m/s、0.05 m/s、0.34 m/s。對比圖（a）和圖（b）可以看出，在多普勒頻偏較高時，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號具備更好的雷達探測性能。

圖11 本文共享信號與OFDM信號在不同信噪比下的誤碼率比較Fig.11 Comparison of bit error rate of shared signal and OFDM signal under different signal-to-noise ratios

圖12 不同距離不同速度下的估計誤差比較Fig.12 Comparison of estimation errors at different distances and speeds

OFDM 梳狀譜信號對頻偏較為敏感，這是因為多普勒頻偏會改變子載波之間的相對位置，使每個子載波的旁瓣在其他子載波峰值處的分量不再為零，進而導致雷達通信間互干擾。且互干擾能量對雷達和通信的影響主要體現(xiàn)為信干比。頻偏越大，干擾越強，雷達和通信的性能越差。與之相比，若多普勒頻偏改變了FBMC 子載波之間相對位置關系，則可分為兩種情況討論：首先，由于子載波的主瓣較寬，相鄰子載波之間仍然存在相互干擾；其次，由于子載波的旁瓣近似為零，非相鄰子載波之間的干擾可以忽略。對于相鄰子載波間干擾，本文采用了空白間隔隔絕。采用空白間隔會使得FBMC梳狀譜信號的頻譜利用效率相較于OFDM 梳狀譜信號下降2.5/M（M為雷達相鄰頻點的間隔數(shù)，本文仿真中設置為10）。本文采用互干擾能量為指標，來衡量一體化性能。圖13為OFDM梳狀譜信號與FBMC梳狀譜信號在不同頻偏下的雷達通信互干擾能量對比圖。從圖中可以看出，與OFDM 梳狀譜信號相比，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號具備更高的多普勒容限。在相同的歸一化多普勒頻偏下，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號子載波間的互干擾能量比OFDM 梳狀譜信號子載波間的互干擾能量低了至少30 dB。因此，可從仿真結果看出，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號具備實現(xiàn)雷達與通信同時、同空域、高效共享頻譜的可行性。此外，F(xiàn)BMC 梳狀譜信號還具備較高的多普勒容限，滿足高動態(tài)應用需求。

圖13 OFDM梳狀譜與FBMC梳狀譜在不同頻偏下雷達通信間互干擾對比圖Fig.13 Comparison diagram of mutual interference between OFDM comb spectrum and FBMC comb spectrum under different frequency offset

4 結論

OFDM 是較為經(jīng)典的多載波技術，但OFDM技術存在子載波頻域旁瓣高、對頻率偏移敏感等缺點，實用價值相對有限。隨著通信技術的發(fā)展，F(xiàn)BMC由于其旁瓣低、多普勒容限高等優(yōu)點受到了更多關注。因此，本文在FBMC框架下，從進一步挖掘、拓展和利用時頻域子載波自由度的角度，提出了能夠同時實現(xiàn)雷達探測定位功能和高速通信數(shù)據(jù)傳輸功能的FBMC梳狀譜信號技術。其次，本文分析了FBMC系統(tǒng)中固有虛部干擾引起通信信道估計精度下降的問題，并進一步提出了融合輔助導頻和干擾利用的前導序列設計方法。與此同時，在應對快時變信道時，雷達chirp信號可用作通信導頻，提升信道估計精度，進而保障了優(yōu)良的通信性能。仿真結果表明，本文設計的前導序列在信噪比較高時能有效提升一體化系統(tǒng)的通信性能。相較于OFDM梳狀譜信號，在高速移動的場景下，本文設計的FBMC梳狀譜信號具備更好的雷達探測性能和通信性能。此外，由于原型濾波器的使用會使得FBMC系統(tǒng)的計算復雜度大幅上升。而本文采用空白間隔隔絕虛部干擾的方式會造成頻譜資源利用率的下降。因此，可將降低FBMC梳狀譜信號的計算復雜度和提升頻譜資源利用率作為下一步研究的重點。