前饋環(huán)形振蕩器的結(jié)構(gòu)與相位噪聲研究*

桑 浩，袁珩洲，梁 斌，陳建軍，郭 陽(yáng)

(國(guó)防科技大學(xué)計(jì)算機(jī)學(xué)院,湖南 長(zhǎng)沙 410073)

1 引言

隨著通信領(lǐng)域需要更高速的數(shù)據(jù)傳輸,高速串行通信SerDes(Serializer/Deserializer)逐漸取代了傳統(tǒng)并行通信技術(shù)。在SerDes系統(tǒng)中,鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop)不僅提供高速穩(wěn)定的時(shí)鐘,同時(shí)還為相位插值時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路(Phase Interpolator Clock and Data Recovery)提供正交相位的插值信號(hào)[1-5]。振蕩器是鎖相環(huán)的關(guān)鍵部件,其相位噪聲會(huì)影響整個(gè)鎖相環(huán)的噪聲與抖動(dòng)性能,因而設(shè)計(jì)一款高速低相位噪聲的正交振蕩器是很有必要的。

電感電容振蕩器具有高頻低相位噪聲的優(yōu)勢(shì),但是一般需要外加延遲電路來(lái)提供多相位輸出,這會(huì)降低相位精準(zhǔn)度。將2個(gè)電容電感振蕩器耦合連接,能夠提供精準(zhǔn)的正交信號(hào)[6],但是這大大增加了芯片面積。環(huán)形振蕩器本身能夠提供多相位輸出,并且具有調(diào)諧范圍寬、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、面積小和功耗小的優(yōu)點(diǎn),適用于SerDes的正交振蕩器。

在目前公開(kāi)發(fā)表的文獻(xiàn)中已經(jīng)有一些關(guān)于正交環(huán)形振蕩器的研究：文獻(xiàn)[7，8]設(shè)計(jì)了差分延遲單元,并將前三個(gè)延遲單元同相連接,最后一個(gè)延遲單元反相連接,可以提供精準(zhǔn)正交相位的振蕩信號(hào);文獻(xiàn)[9]研究傳統(tǒng)的前饋環(huán)形振蕩器,在由CMOS反相器構(gòu)成的環(huán)路上增加了前饋路徑,使反相器構(gòu)成的偶數(shù)級(jí)環(huán)形振蕩器能夠振蕩,并實(shí)現(xiàn)正交相位的輸出。這2種結(jié)構(gòu)雖然相對(duì)簡(jiǎn)單,占用面積小,但相位噪聲性能仍需進(jìn)一步優(yōu)化。

本文分析并設(shè)計(jì)了2種新型低相位噪聲前饋環(huán)形振蕩器?；趥鹘y(tǒng)前饋結(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)的振蕩器分別將前饋路徑耦合至主路徑CMOS反相器的1個(gè)源極和2個(gè)源極，即單源極前饋環(huán)形振蕩器和雙源極前饋環(huán)形振蕩器。本文在28 nm CMOS工藝下實(shí)現(xiàn)了2種環(huán)形振蕩器的電路,振蕩頻率為2.5 GHz時(shí),相位噪聲分別為-99 dBc/Hz@1 MHz和-105 dBc/Hz@1 MHz,靈敏度值FoM(Figure of Merit)分別為163 dBc/Hz和164 dBc/Hz。

Figure 1 Conventional feedforward ring oscillator

Figure 2 Single-source feedforward ring oscillator

Figure 3 Dual-source feedforward ring oscillator

Figure 4 Effective ISF curves of three structures

Figure 5 Comparison of output waveforms of three structures

Figure 7 Comparison of FoM of three structures

Figure 8 Layout design and test results of single-source feedforward ring oscillator

2 前饋環(huán)形振蕩器

2.1 傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器

根據(jù)巴克豪森判據(jù)可以知道,具有偶數(shù)級(jí)的環(huán)形振蕩器無(wú)法產(chǎn)生非零頻率的振蕩信號(hào)，為了改變振蕩模式,需要引入輔助電路。如圖1所示,傳統(tǒng)的前饋環(huán)形振蕩器由8個(gè)反相器組成,其中4個(gè)大尺寸反相器首尾相接構(gòu)成直接路徑;另外4個(gè)小尺寸反相器分別將直接路徑每一級(jí)的輸入信號(hào)前饋到下一級(jí)的輸出,構(gòu)成前饋路徑。連接同一輸出節(jié)點(diǎn)的一個(gè)主路徑反相器和前饋路徑反相器構(gòu)成一個(gè)延遲單元,Vi-1到Vi的路徑為主路徑,Vi-2到Vi的路徑稱為前饋路徑。

在傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器中,主路徑對(duì)角線上的2個(gè)前饋路徑反相器構(gòu)成交叉耦合結(jié)構(gòu),打破輸入和輸出節(jié)點(diǎn)的平衡狀態(tài),保證環(huán)路不會(huì)鎖定到直流信號(hào)上。另外,在主路徑強(qiáng)度和前饋路徑強(qiáng)度之間的最大比率下可以實(shí)現(xiàn)最大振蕩頻率[8]。但是,一旦直接路徑強(qiáng)度遠(yuǎn)大于前饋路徑強(qiáng)度,環(huán)路將不能滿足起振條件。所以，如果要提高該前饋環(huán)形振蕩器的振蕩頻率,可以通過(guò)合理設(shè)計(jì)使比例因子α盡可能小。這種結(jié)構(gòu)存在的問(wèn)題是，Vi-1和Vi-2存在90°的相移，它們對(duì)輸出Vi的共同作用效果并不一致，導(dǎo)致輸出波形上升沿和下降沿的速率變慢，使相位噪聲性能受到限制。

2.2 單源極前饋環(huán)形振蕩器

為了提高輸出波形的邊沿速率，在不改變傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器環(huán)路結(jié)構(gòu)的情況下,將前饋路徑的輸出直接耦合到主路徑NMOS的源極，此時(shí)仍然可以打破主路徑的平衡狀態(tài)。本文設(shè)計(jì)的單源極前饋環(huán)形振蕩器如圖2所示,其中圖2a是結(jié)構(gòu)框圖,圖2b是晶體管級(jí)電路設(shè)計(jì)。

在單源極前饋環(huán)形振蕩器中，INV1～I(xiàn)NV4是主路徑反相器,INV5～I(xiàn)NV8是前饋路徑反相器,Vo1、Vo2、Vo3和Vo4是振蕩器的輸出?？梢钥闯?主路徑每個(gè)輸出節(jié)點(diǎn)Voi將輸出信號(hào)通過(guò)反相器前饋到Voi+1節(jié)點(diǎn)下一個(gè)反相器的NMOS的源極。每個(gè)節(jié)點(diǎn)的振蕩信號(hào)會(huì)交替沿著主路徑和輔助路徑傳輸并疊加回到該節(jié)點(diǎn),以維持穩(wěn)定的振蕩。例如,當(dāng)Vo1從低電平變換到高電平時(shí),X1電位會(huì)降低,即MN2的源極電位降低;當(dāng)MN2的柵源電壓VGS高于閾值電壓VTHN時(shí),MN2開(kāi)啟,又因?yàn)镸N5也處于開(kāi)啟狀態(tài),Vo3電位降低;MP3隨之開(kāi)啟,使Vo4由低電平變?yōu)楦唠娖?，至此?shí)現(xiàn)了由節(jié)點(diǎn)Vo1低到高的變化引起了節(jié)點(diǎn)Vo4低到高的變化的過(guò)程。同理,需要經(jīng)過(guò)3個(gè)這樣的過(guò)程,信號(hào)才會(huì)重新引起Vo1的變化,此時(shí)經(jīng)歷了振蕩信號(hào)的一個(gè)周期。所以，單源極前饋型振蕩器的前饋路徑僅控制NMOS管的通斷，以免與主路徑同時(shí)影響輸出。與傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器相比，該振蕩器提高了高低電平轉(zhuǎn)換的邊沿速率，大大優(yōu)化了振蕩器的相位噪聲。

2.3 雙源極前饋環(huán)形振蕩器

為了提高結(jié)構(gòu)的對(duì)稱性，可將輔助路徑連接到主路徑反相器的NMOS和PMOS的源極,使主路徑反相器的NMOS和PMOS管的工作狀態(tài)均受輔助路徑控制。設(shè)計(jì)的雙源極前饋環(huán)形振蕩器如圖3所示,其中圖3a是結(jié)構(gòu)框圖,圖3b是晶體管級(jí)電路設(shè)計(jì)。

與單源極前饋環(huán)形振蕩器不同的是,雙源極前饋環(huán)形振蕩器主路徑每個(gè)輸出節(jié)點(diǎn)Voi不僅將輸出信號(hào)通過(guò)反相器前饋到Voi+1節(jié)點(diǎn)的下一個(gè)主路徑反相器的NMOS源極,同時(shí)還前饋到前一個(gè)反相器的PMOS源極。由于輸出節(jié)點(diǎn)的充放電都要受到前饋路徑控制,環(huán)路達(dá)到穩(wěn)定振蕩需要經(jīng)歷更多的過(guò)程。例如,當(dāng)Vo1從低電平變換到高電平使Vo3電位降低后,MP3仍保持關(guān)閉狀態(tài),但是可以經(jīng)過(guò)反相器INV7使X3節(jié)點(diǎn)電位升高,當(dāng)X3節(jié)點(diǎn)電位升高到使MP3的柵源電壓大于閾值電壓VTHP時(shí),MP3導(dǎo)通,Vo4的電壓會(huì)從低電位轉(zhuǎn)換為高電位,到此才實(shí)現(xiàn)從Vo1的低到高變化引起Vo4的低到高的變化。同理,需要再經(jīng)過(guò)3個(gè)這樣的過(guò)程,才經(jīng)歷振蕩信號(hào)的一個(gè)周期。相對(duì)于單源極前饋型結(jié)構(gòu)，雙源極前饋型結(jié)構(gòu)雖然工作過(guò)程更復(fù)雜、輸出節(jié)點(diǎn)上的等效負(fù)載更大、達(dá)到相同的振蕩頻率消耗的電流更大，但是由于前饋路徑完全控制PMOS和NMOS，輸出波形上升沿和下降沿的對(duì)稱性得到提高，這對(duì)相位噪聲性能的提升是非常有利的。

3 相位噪聲分析

由于噪聲的相位調(diào)制效應(yīng),在輸出信號(hào)的頻譜上,載波附近會(huì)出現(xiàn)能量邊帶,這些邊帶對(duì)應(yīng)的頻率稱為偏移頻率相位噪聲，表示在一定偏移頻率處,邊帶的功率與載波功率的比值。在環(huán)形振蕩器中,器件的熱噪聲和閃爍噪聲共同決定了總體的相位噪聲,其中,閃爍噪聲在較低偏移頻率中占主導(dǎo),熱噪聲在較高偏移頻率中占主導(dǎo)。

Hajimiri等[10,11]提出的非線性時(shí)變模型精準(zhǔn)地評(píng)估了振蕩器的相位噪聲,用脈沖靈敏度函數(shù)ISF(Impulse Sensitivity Function)表征在振蕩信號(hào)的不同時(shí)刻對(duì)相位噪聲的影響,并給出了熱噪聲Lwhite和閃爍噪聲L1/f的表達(dá)式，如式(1)和式(2)所示:

(1)

(2)

(3)

其中，hn是 IFS傅里葉展開(kāi)后的系數(shù),T是周期，t是指時(shí)間。根據(jù)式(1)和式(3)可知,考慮熱噪聲時(shí),ISF的波形對(duì)相位噪聲起關(guān)鍵作用。然而熱噪聲被晶體管的跨導(dǎo)gm和漏源跨導(dǎo)gds調(diào)制成循環(huán)穩(wěn)態(tài)噪聲,所以一個(gè)周期內(nèi)有效ISF波形包絡(luò)的面積決定相位噪聲的大小，其中有效ISF表示為Γ(t)eff，由式(4)給出：

(4)

根據(jù)式(2)可知,ISF的直流分量決定了閃爍噪聲對(duì)相位噪聲的影響。圖4是3種前饋環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu)的有效ISF,表1和表2分別列出了主路徑反相器的MN1和MP1的ISF的直流分量和歸一化后的相位噪聲值。

這個(gè)案例說(shuō)明，把注意力投入在一件喜愛(ài)的事情上，是有療愈功效的。它能讓原本趨于混亂的精神能量變得有秩序，讓人重拾生活的熱情和意義。

Table 1 h0 of MN1 and MP1 in three structures

Table 2 Contribution of flicker noise to phase noise in MN1 and MP1

Table 3 Oscillator data comparison

從圖4可以看出,單源極前饋環(huán)形振蕩器和雙源極前饋環(huán)形振蕩器的有效ISF曲線的包絡(luò)面積均小于傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器的，所以前兩者熱噪聲影響的相位噪聲更小。從表1可以得到，雙源極前饋環(huán)形振蕩器的ISF直流分量h0大大減小,這正是因?yàn)閷⑤o助路徑前饋到主路徑反相器的2個(gè)源極,提高了振蕩信號(hào)的對(duì)稱性。與單源極環(huán)形振蕩器相比,表2中MP1和MN1的閃爍噪聲對(duì)相位影響的貢獻(xiàn)值至少降低到1/10。

4 3種結(jié)構(gòu)的仿真結(jié)果與對(duì)比

基于28 nm CMOS工藝，本文實(shí)現(xiàn)了傳統(tǒng)前饋型、單源極前饋型和雙源極前饋型3種結(jié)構(gòu)，仿真得到3種振蕩器的輸出波形。從圖5可以看出，單源極前饋環(huán)形振蕩器和雙源極前饋環(huán)形振蕩器的高低電平轉(zhuǎn)換的邊沿速率明顯高于傳統(tǒng)前饋型振蕩器，這與第2節(jié)的分析吻合。此外，雙源極前饋環(huán)形振蕩器的輸出信號(hào)擺幅明顯大于另外2種結(jié)構(gòu)的,其優(yōu)點(diǎn)是：一方面擺幅大使載波能量更高,在沒(méi)有增加晶體管噪聲影響的情況下,整體相位噪聲會(huì)更好；另一方面較大的擺幅會(huì)提高對(duì)來(lái)自電源和地的噪聲的抗干擾能力。

在保證3種結(jié)構(gòu)的電路尺寸基本相同的情況下，本文仿真了它們?cè)诓煌袷庮l率下，距離載波頻率1 MHz頻偏處的相位噪聲，仿真曲線如圖6所示。結(jié)果表明,相對(duì)于傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器，單源極前饋環(huán)形振蕩器的相位噪聲至少降低6 dB，而雙源極前饋型的相位噪聲性能至少降低12 dB。

FoM綜合考慮了功耗與噪聲的關(guān)系，是衡量振蕩器性能的一項(xiàng)重要指標(biāo)，其公式如式(5)所示：

(5)

其中,PN是相位噪聲，PDC是振蕩器的功耗，單位為mW。圖7是3種結(jié)構(gòu)的FoM對(duì)比，可以看出，單源極前饋環(huán)形振蕩器和雙源極前饋環(huán)形振蕩器的FoM比傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器的FoM提高了至少6 dB。

本文設(shè)計(jì)的單源極前饋環(huán)形振蕩器的版圖布局如圖8a所示，核心面積為0.018 mm×0.044 mm,將其應(yīng)用于SerDes中的鎖相環(huán)中，完成流片與測(cè)試。測(cè)試結(jié)果表明，當(dāng)振蕩器的輸出頻率為2.5 GHz時(shí)，PLL在1 MHz頻率偏移處的相位噪聲為-90 dBc/Hz,在10 MHz頻率偏移處的相位噪聲達(dá)到-116 dBc/Hz。表3總結(jié)了一些已發(fā)表文獻(xiàn)的環(huán)形振蕩器的性能。由表3可知，本文設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)在相位噪聲、頻率和面積上更具優(yōu)勢(shì)。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文研究了傳統(tǒng)前饋環(huán)形振蕩器的結(jié)構(gòu)與噪聲性能，并基于28 nm CMOS工藝設(shè)計(jì)了2種新型的源極前饋環(huán)形振蕩器。分析發(fā)現(xiàn)，相比于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)，2種新結(jié)構(gòu)都能有效提高振蕩信號(hào)的高低電平的轉(zhuǎn)換速率，進(jìn)而降低熱噪聲和閃爍噪聲對(duì)相位噪聲的影響。其中雙源極前饋環(huán)形振蕩器具有更大電壓擺幅，且波形更具有對(duì)稱性，進(jìn)一步降低了閃爍噪聲的影響。仿真和測(cè)試結(jié)果表明，在2.5 GHz頻率下，2種源極前饋型結(jié)構(gòu)相比傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的相位噪聲優(yōu)化了至少6 dB,FoM值優(yōu)化了至少6 dB。與其他已發(fā)表文獻(xiàn)中的振蕩器相比，2種結(jié)構(gòu)更簡(jiǎn)單且占用的芯片面積更小，更適用于基于PLL的SerDes系統(tǒng)。