面向多服務(wù)的數(shù)字光載無線通信系統(tǒng)設(shè)計*

侯長滿，李文，張江濤，劉曉濱，楊洲，陳遠航

（1.中國人民解放軍92493 部隊，遼寧 葫蘆島 12500；2.北京航天控制儀器研究所，北京 100039）

0 引言

在4G 和5G 網(wǎng)絡(luò)、家庭寬帶及無線局域網(wǎng)（Wireless Local Area Network，WLAN）等技術(shù)應(yīng)用高度完善的背景下，用戶對通話質(zhì)量、數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的需求越來越高，要求移動網(wǎng)絡(luò)無處不在。由于數(shù)字通信具有抗干擾性強、便于信號處理與傳輸、易于集成的優(yōu)勢，當(dāng)前的室內(nèi)信號分布系統(tǒng)多采用數(shù)字化接收機方案[1]。根據(jù)接收機對信號的處理方式及流程的不同，將數(shù)字化接收機分為零中頻方案、射頻方案和中頻方案3 種。零中頻數(shù)字化方案利用與射頻信號頻率相同的本振信號直接降至模擬基帶，再經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Attack Damage Carry/Core，ADC）轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號并對其進行后續(xù)處理。該方案在成本、體積和功耗等方面具有一定優(yōu)勢，但是存在本振泄露、直流偏移和I/Q 失配等問題[2-3]。射頻數(shù)字化方案將射頻信號直接采樣并完成數(shù)字化，減少模擬處理部分，但多服務(wù)、高載波信號的直接采樣對ADC 提出了極大挑戰(zhàn)。中頻數(shù)字化方案先將射頻信號混頻到一個較低模擬中頻，對低中頻信號進行ADC 采樣，實現(xiàn)數(shù)字化，然后在后端處理芯片中對其進行進一步數(shù)字基帶處理[4]。該方案的中頻和基帶信號都具有較好的可編程性，便于通過更改軟件配置實現(xiàn)系統(tǒng)的多服務(wù)支持。同時，經(jīng)過數(shù)字下變頻后的基帶信號幅度一致性好、相位誤差小，且數(shù)字濾波器具有更好的靈活性和選擇性，使得中頻數(shù)字化方案在體積、成本和運維等方面具有一定優(yōu)勢，廣泛被多服務(wù)支持室內(nèi)信號分布系統(tǒng)所采用。

此外，為實現(xiàn)移動通信信號的深度覆蓋，需要實現(xiàn)遠距離射頻信號傳輸。數(shù)字光載射頻（Digitized Radio over Fiber，DRoF）技術(shù)將光纖通信的高容量、低損耗及抗干擾性強的優(yōu)點與無線通信的高靈活性相融合，將數(shù)字化射頻信號調(diào)制到光波上，實現(xiàn)信號的光纖傳輸，然后在接收端恢復(fù)出射頻信號，并通過射頻前端及全向天線將無線信號發(fā)送給用戶[5]。但是，隨著無線業(yè)務(wù)應(yīng)用的種類越來越豐富及數(shù)量越來越多，數(shù)據(jù)吞吐量急速增長，前傳網(wǎng)絡(luò)的數(shù)據(jù)傳輸壓力巨大，網(wǎng)絡(luò)建設(shè)成本居高不下。

本文系統(tǒng)采用數(shù)字中頻方案，首先將前端射頻信號混頻到合適的中頻，其次對中頻信號進行數(shù)字化。為解決高采樣率給基帶處理模塊帶來沉重負擔(dān)的問題，本文對高采樣率信號進行重采樣，以實現(xiàn)多服務(wù)信號的高壓縮傳輸，并在接收端對多服務(wù)信號進行恢復(fù)并完成信號覆蓋。

1 設(shè)計方案及內(nèi)容

基于數(shù)字重采樣的數(shù)字多服務(wù)收發(fā)機系統(tǒng)模型如圖1 所示，系統(tǒng)包括近端單元和遠端單元。為使系統(tǒng)能夠正常通信，上行鏈路與下行鏈路必須保證傳輸信號的解調(diào)精度。由于上行鏈路與下行鏈路的架構(gòu)類似，本文著重介紹系統(tǒng)下行鏈路的性能。多服務(wù)無線信號接入近端單元并被射頻前端降為中頻信號，中頻信號在ADC 中進行數(shù)字化并送入可編程陣列邏輯（Field Programmable Gate Array，F(xiàn)PGA）進行數(shù)字信號處理。數(shù)字信號處理主要包括數(shù)字下變頻、數(shù)據(jù)壓縮、數(shù)據(jù)收發(fā)3 個階段。首先對模數(shù)轉(zhuǎn)換后的中頻信號進行下變頻處理，也就是將中頻信號與數(shù)控振蕩器（Numerically Controlled Oscillator，NCO）產(chǎn)生的正弦/余弦本振信號相乘，分別經(jīng)過抗混疊濾波器，得到I、Q 兩路基帶信號。為實現(xiàn)單條光纖鏈路傳輸多業(yè)務(wù)大帶寬的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)傳輸，對高速業(yè)務(wù)信號進行數(shù)據(jù)壓縮是關(guān)鍵，即通過對其進行數(shù)字重采樣和數(shù)據(jù)截位得到低數(shù)據(jù)流的業(yè)務(wù)信號。然而，在對基帶信號進行數(shù)據(jù)壓縮的同時，將大幅度惡化系統(tǒng)鏈路的動態(tài)范圍性能。本文提出在數(shù)據(jù)壓縮前對ADC 輸出的數(shù)字中頻信號進行自動增益控制，以保證在實現(xiàn)數(shù)據(jù)壓縮的同時保持鏈路的動態(tài)范圍性能。遠端單元按照與近端單元相反的流程對信號進行處理。

圖1 基于數(shù)字重采樣的數(shù)字收發(fā)機系統(tǒng)模型

1.1 數(shù)字下變頻

本文系統(tǒng)采用數(shù)字化中頻方案，即在系統(tǒng)射頻前端將較高的載波頻率混頻到一個理想的模擬中頻，而中頻頻點的選擇與系統(tǒng)的性能指標(biāo)、實現(xiàn)難度和成本息息相關(guān)。該系統(tǒng)支持中國移動運營商的全球移動通信系統(tǒng)（Global System for Mobile Communications，GSM）、數(shù)字蜂窩系統(tǒng)（Digital Cellular System，DCS）、時分長期演進（Time Division Long Term Evolution，TD-LTE）通信系統(tǒng)3 種服務(wù)接入，系統(tǒng)各服務(wù)通道的最大信號帶寬為50 MHz，如表1 所示。

表1 系統(tǒng)各通道頻段分布及抽取系數(shù)

為實現(xiàn)該系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)化、模塊化設(shè)計，該系統(tǒng)的中頻頻率選擇應(yīng)基于最大信號帶寬50 MHz，同時考慮到系統(tǒng)整體的性能及復(fù)雜度，中頻頻率的選擇還應(yīng)遵循如下原則：

（1）中頻頻率需要兼顧所有制式頻段，確保中頻頻段處于各服務(wù)頻段無雜散中頻頻率分布區(qū)間。表1列出了各工作頻段對應(yīng)的無雜散中頻頻率區(qū)間，則系統(tǒng)中頻頻率的可選區(qū)間為90～140.83 MHz。

（2）為了便于后端進行基帶信號處理，采樣頻率一般為符號速率的整數(shù)倍，易于實現(xiàn)同步，即fs=M×fsymbol，其中fsymbol為基帶信號符號速率，本文系統(tǒng)的fsymbol為38.4 MHz，M通常取大于或等于4，當(dāng)M=4 時，fs=153.6 MHz，該采樣率下的奈奎斯特（Nyquist）區(qū)間分布如圖2 所示。為避免信號采樣造成頻譜混疊，中頻點一般選在每個奈奎斯特區(qū)間的中心，如38.4 MHz、115.2 MHz 等。結(jié)合前述本系統(tǒng)中頻頻率的可選區(qū)間大小，本文將中頻點選在115.2 MHz。

圖2 本文系統(tǒng)奈奎斯特區(qū)間分布

為方便后端處理器對數(shù)字信號進行處理，本文對模數(shù)轉(zhuǎn)換后的中頻信號進行數(shù)字下變頻，即將數(shù)字中頻信號與NCO 本振信號進行混頻。NCO 的一般形式為：

式中：fc為本振信號；fs為系統(tǒng)的A/D 采樣頻率。當(dāng)選擇fs為153.6 MHz，中頻頻率點為115.2 MHz 時，fc/fs=3/4，NCO 的相位變化為2π×n×fc/fs=(3π/2)×n。

因此，正弦/余弦本振信號為：

本地NCO 只需產(chǎn)生1，0，-1，0 的交替序列，無須進行復(fù)雜的三角函數(shù)運算，理論上避免了NCO的有限字長效應(yīng)，提高了系統(tǒng)精度，節(jié)省了FPGA運算資源。數(shù)字下變頻器可以簡化為圖3。

圖3 數(shù)字下變頻器模型

1.2 數(shù)據(jù)壓縮

數(shù)字下變頻將信號頻譜搬移到基帶，通過對數(shù)字基帶信號進行抽取實現(xiàn)數(shù)字重采樣，即將原始采樣序列x(n)每隔D-1 個數(shù)據(jù)抽取一個，從而形成一個新數(shù)列xD(m)，則有xD(m)=x(mD)，其中，D為正整數(shù)，x(n)序列的采樣頻率為fs。以D倍抽取率對x(n)進行抽取后得到抽取序列xD(m)的取樣率為fs/D。由帶通采樣定理可知，為了避免抽取后信號發(fā)生混疊，x(n)的頻率分量必須限制在[-fs/2D,fs/2D]內(nèi)，否則必然產(chǎn)生頻譜混疊，導(dǎo)致從xD(m)中無法恢復(fù)x(n)中的有用信號。故在進行基帶信號的數(shù)字重采樣前，首先要經(jīng)過抗混疊濾波器，以保證采樣率變換后基帶信號不失真。

此外，采用高量化精度能夠確保系統(tǒng)具有很大的輸入動態(tài)范圍，然而這樣會帶來傳輸數(shù)據(jù)的冗余，增加光纖收發(fā)器負擔(dān)。為了降低傳輸數(shù)據(jù)量，本方案對數(shù)字重采樣后的數(shù)據(jù)進行非線性截位。同時，為了保證小信號能夠被正常采集而大信號又不溢出，本文根據(jù)采樣數(shù)據(jù)的截位寬度對前端輸入信號進行了自動增益控制。從而，在大大壓縮傳輸數(shù)據(jù)量的同時，還可保持系統(tǒng)的動態(tài)范圍性能。

1.3 自動增益控制

自動增益控制算法（Automatic Gain Control，AGC）的流程如圖4 所示，它包括功率采集模塊、功率狀態(tài)判定模塊、增益控制計算模塊。

圖4 AGC 邏輯

該算法能夠在充分利用ADC 量化位數(shù)的同時保持系統(tǒng)高的輸入動態(tài)范圍。根據(jù)該AGC 原則，實時增益大小由截取位數(shù)后，模數(shù)采集模塊所能采集信號的最大值H_L及最小值L_L、判定因子（B/C）和前一時刻增益大小等決定。該算法采用周期性控制模式，控制周期（CP）決定了增益起控周期的長短。在控制周期內(nèi)，當(dāng)輸入功率超出閾值（H_L/L_L）的次數(shù)大于判決因子（B/C）時，當(dāng)前增益才需要更新，否則不對輸入信號進行增益調(diào)整。增益控制計算模塊采取漸進式控制方法，初始控制增益為最大，下一時刻控制增益為前一時刻控制增益的1/2，這樣能使模塊輸出信號快速收斂到目標(biāo)功率范圍。因此，需要根據(jù)不同的采樣數(shù)據(jù)量化精度選擇不同的算法參數(shù)，以保證系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍性能。

2 測試結(jié)果

本文在硬件平臺上對所提設(shè)計方案進行進一步實驗驗證，該實驗平臺的架構(gòu)如圖5 所示，所支持的服務(wù)頻段如表1 所示。以通道1 為例，使用羅德與斯瓦茨公司（R&S）信號源（SMW200A）產(chǎn)生中心頻率為902 MHz、帶寬為26 MHz 的下行射頻信號（FDD_downlink）。接入單元中的射頻前端對該信號進行處理并下變頻到115.2 MHz 中頻頻點附近。選用凌力爾特公司的14 位ADC（LTC2152）對上述中頻信號進行數(shù)模轉(zhuǎn)換，并輸入到Xilinx K7 系列FPGA（XC7K325T）進行數(shù)字信號處理。

圖5 實驗平臺架構(gòu)

在數(shù)據(jù)壓縮處理過程中，本文對各路不同帶寬的數(shù)字中頻信號進行抽取，所采取的各路抽取系數(shù)如表1 所示。為了繼續(xù)降低傳輸數(shù)據(jù)量，對各路中頻采樣數(shù)據(jù)進行低6 位截位處理，經(jīng)過數(shù)據(jù)壓縮后鏈路總傳輸數(shù)據(jù)速率為184.32 Mbit/s（傳輸帶寬）×8 bit（截位寬度）×2（I/Q）×20/16=3 686.4 Mbit/s。相比于數(shù)據(jù)壓縮前的傳輸速率176 Mbit/s（傳輸帶寬）×16 bit（截位寬度）×2（I/Q）×20/16=7 040 Mbit/s，鏈路速率得到大幅度降低，減輕了后端光纖鏈路的傳輸壓力，為后續(xù)動態(tài)增加服務(wù)通道提供可能。根據(jù)本文中的數(shù)據(jù)壓縮情況，選取的自動增益控制參數(shù)值如表2 所示，通過實時進行自動增益控制保持系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍性能。

表2 自動增益控制參數(shù)及含義

最后，近端單元的FPGA 將處理后的基帶數(shù)據(jù)進行打包并由SFP+收發(fā)器（FTLX8571D3BCL）傳到遠端。本文選用的光模塊支持10 Gbit/s 數(shù)據(jù)速率的傳輸，最長傳輸距離可達20 km。與近端單元的處理過程相反，遠端單元接收光纖傳來的數(shù)據(jù)在FPGA 內(nèi)部對其進行數(shù)據(jù)恢復(fù)。選用德州儀器公司的16 位DAC（DAC34H84）對恢復(fù)的數(shù)字信號進行數(shù)模轉(zhuǎn)換并輸出模擬中頻信號，然后遠端單元的射頻前端完成上變頻、放大等射頻處理后得到射頻信號。為了分析系統(tǒng)的下行鏈路性能，使用R&S 公司的頻譜分析儀FSW 對輸出的信號進行解調(diào)并測試鏈路的動態(tài)范圍。

圖6 顯示了系統(tǒng)各路通道下行鏈路的動態(tài)范圍測試結(jié)果，虛線為系統(tǒng)第2 個服務(wù)通道只進行數(shù)據(jù)壓縮后的誤差向量幅度（Error Vector Magnitude，EVM）性能指標(biāo)，實線為系統(tǒng)各通道在數(shù)據(jù)壓縮前引入自動增益控制的EVM 測試結(jié)果，3GPP 標(biāo)準(zhǔn)對64-QAM 調(diào)制方式下LTE 信號的EVM 標(biāo)準(zhǔn)要求為8%[6-7]。EVM 測試結(jié)果表明，本文通過引入AGC，系統(tǒng)第2 路服務(wù)通道的動態(tài)范圍由[-48 dBm,-14 dBm]提高到[-60 dBm,13 dBm]，整體提高了39 dBm。同時，系統(tǒng)各路服務(wù)通道的動態(tài)范圍均能滿足指標(biāo)要求，且各通道間指標(biāo)一致性較好，表明本文算法在提高系統(tǒng)壓縮效率的同時保持了系統(tǒng)高動態(tài)范圍性能。

圖6 系統(tǒng)各通道的EVM 測試結(jié)果

3 結(jié)語

本文證明通過采用基于數(shù)字重采樣的數(shù)據(jù)壓縮方法，可以實現(xiàn)多路數(shù)字調(diào)制信號的低比特率數(shù)據(jù)傳輸，同時保證各通道輸出信號上的解調(diào)性能。本文提出的方法對于小型化、多通道無線信號收發(fā)機的設(shè)計具有重要的應(yīng)用價值。