Q 波段寬帶功率合成倍頻器的設(shè)計

喬欣然,劉敬,陳振華

(南京信息工程大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院 電子信息技術(shù)與裝備研究院,江蘇 南京 210044)

Q 波段(33～50 GHz)作為毫米波頻譜資源的重要組成部分,具有其獨(dú)特的應(yīng)用價值,比如其低頻段位于35 GHz 的大氣傳播窗口,可以作為雷達(dá)工作頻段;其中段頻率(37～43.5 GHz,47.2～48.2 GHz)是國際電信聯(lián)盟(ITU)規(guī)劃的第五代移動通信毫米波頻率范圍;另外,整個33～50 GHz 還是應(yīng)用于磁約束等離子體裝置的有效探測頻率范圍[1-3]。在針對Q 波段頻譜資源的開發(fā)應(yīng)用中,Q 波段信號的產(chǎn)生是很重要的一個環(huán)節(jié),而固態(tài)倍頻已被證明是產(chǎn)生毫米波、亞毫米波信號的有效途徑之一。實(shí)現(xiàn)固態(tài)倍頻一般有以下幾種方式: (1)基于分立肖特基二端器件的無源倍頻;(2)基于分立FET 等三端器件的有源倍頻;(3)基于CMOS、SiGe、GaAs、InP、GaN 等工藝的集成MMIC倍頻器。其中,基于肖特基器件的無源倍頻,因?yàn)槠骷旧硐鄬^低的寄生參數(shù),因而在高頻率以及大帶寬這兩項(xiàng)指標(biāo)上具有更大的優(yōu)勢[4-6]。

在倍頻電路的設(shè)計中,受電路損耗以及非線性器件的寄生效應(yīng)影響,倍頻效率通常有一個上限,一般不超過1/N2(N為諧波次數(shù))。在此基礎(chǔ)上,要獲得更高的輸出功率,只能提高輸入功率。但單個倍頻管功率容量有限,輸入功率超過一定限度時,會因?yàn)闊峋奂?yīng)導(dǎo)致倍頻管的物理損壞。為此,一些研究者嘗試在倍頻電路中使用金剛石、碳化硅等高導(dǎo)熱材料作為電路基底,取得了較好的效果,但也很難突破倍頻效率的物理極限。另一個解決方案是增加倍頻二極管的肖特基結(jié)的數(shù)量,但在特定的電路中,肖特基結(jié)的數(shù)量受限于電路物理尺寸,無法增加太多,且倍頻電路的功率負(fù)載平衡性會隨著肖特基結(jié)數(shù)量的增加而降低,最終影響倍頻效率[7-11]。

基于上述原因,“倍頻合成” 為高功率倍頻輸出提供了一條現(xiàn)實(shí)可行的技術(shù)途徑。通過增加倍頻支路的數(shù)量,提高整個倍頻電路功率容量,從而在不犧牲倍頻效率的前提下提高輸出功率。本文設(shè)計了一個輸出頻率覆蓋整個Q 波段(33～50 GHz)的有源四倍頻器,對電路模塊的整體方案、各子電路設(shè)計過程、測試結(jié)果及性能比對進(jìn)行了詳細(xì)介紹。

1 Q 波段功率合成倍頻器的設(shè)計

1.1 電路整體方案

本文所設(shè)計的Q 波段功率合成倍頻器采用如圖1所示的電路設(shè)計方案。輸入基波頻率為8.25～12.5 GHz,首先使用HMC814LC3B 芯片進(jìn)行有源二倍頻,將輸入頻率倍頻至16.5～25 GHz,然后采用TGA4502芯片對二倍頻后的信號進(jìn)行功率放大。在HMC814LC3B 和TGA4502 之間插入一個6 dB 衰減器,一方面進(jìn)行功率調(diào)節(jié),另一方面改善倍頻器和放大器之間的駐波匹配,提升功率的平坦度。

圖1 Q 波段有源四倍頻模塊原理框圖Fig.1 Principle block diagram of Q-band active frequency multiplier

TGA4502 的飽和輸出功率約為30 dBm,該功率電平已超出常規(guī)單個倍頻電路所能承受的功率,因此使用反相功分器將30 dBm 的基波功率分成等幅反相的兩路,分別驅(qū)動兩個反向配置的Q 波段無源二倍頻電路,從而得到兩路相位相反的Q 波段輸出信號。在無源二倍頻之前預(yù)留2 dB 衰減器的位置,防止功率過高損壞二極管,同時進(jìn)一步改善駐波,提升輸出平坦度。最后,再使用反相合成器對兩路反相的諧波輸出功率進(jìn)行同相合成,并通過WR22 標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)輸出。

下面分別對方案中所涉及的功分器以及無源倍頻合成這兩部分關(guān)鍵電路的設(shè)計進(jìn)行闡述。

1.2 基于180°反相器的寬帶功分器設(shè)計

由上節(jié)的設(shè)計方案可知,功分器的工作帶寬需要覆蓋16.5～25 GHz,同時滿足低損耗、高隔離、反相功分的技術(shù)特征。常規(guī)的Wilkinson 功分器工作帶寬有限,需要通過構(gòu)建多級功分結(jié)構(gòu)來擴(kuò)展帶寬,但也會導(dǎo)致?lián)p耗的增加。而懸置帶線結(jié)構(gòu)因具有低損耗、弱色散、寬頻帶的特點(diǎn)而應(yīng)用廣泛[12],圖2 所示為基于懸置帶線及超寬帶180°反相器的功分器模型。該模型基于0.254 mm 厚的Rogers5880 基片進(jìn)行設(shè)計,反相器的核心部分包括四個長度均為四分之一波長的支路以及一個180°寬帶反相器。在信號沿懸置帶線傳輸?shù)倪^程中,上下帶線的傳輸信號在金屬通孔處進(jìn)行交換,具有天然的相位反轉(zhuǎn)功能,因而具有寬帶特性。當(dāng)信號從P1 輸入時,信號會沿著兩條不同的路徑分別在P2 和P3 端口同相疊加輸出,其工作帶寬在相當(dāng)大程度上由反相器的帶寬決定。為保證兩個支路的隔離度,在金屬過孔間需要添加阻值為100 Ω 的隔離電阻。基于反相器設(shè)計的寬帶功分器結(jié)構(gòu)如圖3 所示,因?yàn)樵趯?shí)際電路中,功分器的前后級電路均為微帶形式,因此,在功分器的輸入、輸出端,使用寬帶巴倫將平衡型懸置帶線模式轉(zhuǎn)換為不平衡的微帶模式,以便與前后級匹配。

圖2 基于懸置帶線的反相器結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Structural diagram of suspended strip-line based phase inverter

圖3 基于反相器的寬帶功分器結(jié)構(gòu)示意圖Fig.3 Structural diagram of broadband power splitter based on phase inverter

寬帶功分器的仿真結(jié)果如圖4 所示,可見在16.5～25 GHz 頻率范圍內(nèi),回波損耗優(yōu)于20 dB,仿真插入損耗基本小于0.5 dB,兩輸出端口的隔離度大于20 dB。同時,兩個輸出端口的相位差維持180°±1°,能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶反相等功率分配。

圖4 寬帶功分器仿真S 參數(shù)Fig.4 Simulated S-parameters of broadband power splitter

1.3 無源功率合成二倍頻器設(shè)計

如圖1 所示,Q 波段功率合成二倍頻電路是整個模塊的核心部分,由兩路Q 波段無源二倍頻電路通過功率合成而得到,其基本原理框圖如圖5 所示。需要注意的是,因?yàn)榍凹墝拵ЧΨ制骷昂蠹夒p探針合成器的兩個支路都是反相的,結(jié)合偶次倍頻的特性,需要將兩個支路上的二極管反向安裝,這樣才能保證二極管輸出的二次諧波反相,再經(jīng)反相雙探針實(shí)現(xiàn)同相合成輸出。

圖5 Q 波段雙路合成二倍頻電路原理框圖Fig.5 Schematic drawing of Q-band power-combining frequency doubler

Q 波段二倍頻電路包括輸入低通濾波器、二極管對、輸入輸出匹配電路。輸入低通濾波器主要功能是使16.5～25 GHz 的基波激勵信號通過,同時反射二極管所產(chǎn)生的諧波信號以提高能量利用效率。濾波器采用高低阻抗線的形式,基于 0.127 mm 厚的Rogers5880 基片進(jìn)行設(shè)計,其基本結(jié)構(gòu)如圖6 所示,其中低阻抗線寬度取1 mm,高阻抗線寬度取0.1 mm,通過調(diào)整高低阻抗線的長度,對濾波器通帶內(nèi)的駐波以及帶外抑制進(jìn)行優(yōu)化。

圖6 Q 波段倍頻器輸入低通濾波器結(jié)構(gòu)Fig.6 Structure of the input low-pass filter of Q-band frequency multiplier

優(yōu)化后的低通濾波器的仿真S參數(shù)如圖7 所示,其通帶截止頻率為25 GHz,可保證基波信號通過,同時對33～50 GHz 的二次諧波抑制在20 dB 以上,滿足預(yù)期功能。

圖7 低通濾波器仿真S 參數(shù)Fig.7 Simulated S-parameters of low-pass filter

倍頻功能的實(shí)現(xiàn),依賴于非線性器件,一般采用肖特基二極管。本文所使用的非線性倍頻二極管為MACOM 公司的MA4E1310,該二極管的非線性管芯Spice 參數(shù)如表1 所示。其中,Is表示反向飽和電流,Rs表示等效串聯(lián)電阻,n為理想因子,Cj0為零偏結(jié)電容。

表1 MA4E1310 二極管主要Spice 參數(shù)Tab.1 Main Spice parameters of MA4E1310 diode

在倍頻器的設(shè)計過程中,需要使用二極管的電路模型。二極管模型通常由兩部分組成,一部分是非線性參數(shù)(如表1 所示),主要由肖特基接觸產(chǎn)生;另一部分是線性寄生參數(shù),由二極管的無源結(jié)構(gòu)產(chǎn)生。在毫米波頻段,因?yàn)椴ㄩL較小,所以二極管無源寄生參數(shù)的影響變得不可忽略。對于二極管無源寄生參數(shù)的評估有兩種手段,一種是通過在片測試提取S參數(shù),另一種是通過三維全波電磁場仿真提取S參數(shù)。本文采取后者,也就是三維電磁仿真的方法提取寄生參量。這種方法需要基于二極管的材料物理參數(shù)構(gòu)建其三維模型,MA4E1310 的二極管材料參數(shù)如表2 所示。

表2 MA4E1310 二極管主要結(jié)構(gòu)物理參數(shù)Tab.2 Main structural physical parameters of MA4E1310 diode

基于上述二極管的物理結(jié)構(gòu)參數(shù)以及非線性管芯參數(shù),構(gòu)建由兩個二極管同向并聯(lián)組成的管對結(jié)構(gòu),如圖8 所示,提取其整體的無源線性結(jié)構(gòu)的S參數(shù)響應(yīng)。圖8 所示的管對結(jié)構(gòu)有4 個端口,一個輸入端口P1,一個輸出端口P2,兩個二極管端口P3、P4。仿真后可以得到一個表征其線性S參數(shù)響應(yīng)的S4P 文件,結(jié)合非線性參數(shù),可以得到二極管對的等效模型。結(jié)合前述低通濾波器的仿真結(jié)果,可以在Keysight ADS(Advanced Design System)軟件中搭建倍頻器的仿真電路,如圖9 所示,對輸入輸出匹配電路進(jìn)行優(yōu)化。

圖8 二極管對三維電磁模型Fig.8 3D-EM model of diode pair

圖9 單路倍頻器的ADS 仿真電路Fig.9 Simulation circuit of single frequency multiplier in ADS

在ADS 中以倍頻效率Ce為目標(biāo),對輸入、輸出匹配電路進(jìn)行多次迭代優(yōu)化,最終確定匹配電路的結(jié)構(gòu)參數(shù)。并對單路倍頻器的倍頻效率進(jìn)行仿真,仿真結(jié)果如圖10 所示。由圖10 可見,在所需的二次諧波頻率范圍內(nèi),所設(shè)計二倍頻電路的倍頻效率典型值達(dá)到17%。

圖10 倍頻器的仿真倍頻效率Fig.10 Simulated conversion efficiency of frequency multiplier

根據(jù)模塊的整體方案設(shè)計,在二倍頻電路設(shè)計完成后,需要對兩路倍頻輸出信號進(jìn)行功率合成并輸出。本文使用波導(dǎo)E 面雙探針結(jié)構(gòu)作為合成器,其基本結(jié)構(gòu)如圖11 所示。

圖11 Q 波段波導(dǎo)雙探針結(jié)構(gòu)Fig.11 Dual-probe transition structure of Q-band waveguide

P2、P3 端口分別接兩個二倍頻支路的輸出端口,因?yàn)閮蓚€支路的信號本身相位相反,在波導(dǎo)中可以疊加合成為TE10模輸出。該雙探針結(jié)構(gòu)雖然為無源結(jié)構(gòu),但在實(shí)際使用過程中P2、P3 端口作為輸入,P1 端口作為輸出。因此在仿真時,需對P2、P3 端口做等幅反相激勵的設(shè)置,以反映實(shí)際工作狀態(tài),其仿真結(jié)果如圖12 所示。由圖12 可見,作為輸入端口,P2、P3 的回波損耗在33～50 GHz 頻率范圍內(nèi)大于20 dB,且兩端口的幅度相位平衡性較好,幅度不平衡度小于±0.3 dB,相位不平衡度小于±2°。

圖12 Q 波段波導(dǎo)雙探針仿真結(jié)果Fig.12 Simulated results of Q-band dual-probe transition structure

基于上述仿真結(jié)果,將寬帶功分器、倍頻電路以及雙探針合成器的SNP 文件導(dǎo)入ADS,搭建如圖13所示的仿真電路,并對整個雙路合成倍頻的性能進(jìn)行驗(yàn)證,倍頻效率的仿真曲線如圖14 所示。

圖13 Q 波段功率合成倍頻器ADS 仿真電路Fig.13 Simulation circuit of Q-band power-combining frequency multiplier in ADS

圖14 合成倍頻器的仿真倍頻效率Fig.14 Simulated conversion efficiency of power-combined frequency multiplier

相比于圖10 所示的單個倍頻電路的倍頻效率,雙路合成之后的效率略有下降,但變化不大。考慮到倍頻電路輸出端口與雙探針合成器的輸入端口在級聯(lián)情況下并非理想匹配的,由此導(dǎo)致兩路幅相一致性出現(xiàn)偏差,進(jìn)而在一定程度上影響合成效率,仿真結(jié)果是符合電路理論的。

2 實(shí)驗(yàn)測試

2.1 組件裝配

在上述方案設(shè)計以及電路仿真優(yōu)化的基礎(chǔ)上,對整個Q 波段有源4 倍頻模塊的芯片器件、微帶電路及波導(dǎo)電路進(jìn)行了布局以及互聯(lián)設(shè)計,并完成了模塊的加工與裝配。模塊結(jié)構(gòu)件使用H62 黃銅作為材料,微帶基片以及裸芯片使用金錫焊料燒結(jié)于殼體上,二極管使用導(dǎo)電膠粘接于微帶電路,使用金絲鍵合工藝完成裸芯片各引腳的對外連接。裝配完成的模塊內(nèi)部電路如圖15 所示。

圖15 裝配完成的模塊內(nèi)部電路Fig.15 Assembled circuits of the developed module

2.2 實(shí)驗(yàn)測試

對倍頻模塊的測試主要包括倍頻輸出功率以及頻譜特性這兩個方面。測試所用儀表如表3 所示。

表3 測試所用儀表設(shè)備Tab.3 Instruments used in measurement

輸出功率的測試框圖及實(shí)際測試場景分別如圖16和圖17 所示。

圖16 倍頻模塊(a)功率測試框圖和(b)頻譜測試框圖Fig.16 Test setup of (a)output power and (b) spectrum of the developed module

圖17 實(shí)驗(yàn)?zāi)K測試場景Fig.17 Real test setup of the developed module

信號源E8267D 產(chǎn)生16.5～25 GHz 的激勵信號,激勵功率為5 dBm,經(jīng)過待測模塊(DUT)放大及倍頻后,產(chǎn)生33～50 GHz 的輸出信號。根據(jù)仿真的倍頻效率,該倍頻模塊的輸出信號功率在20 dBm 左右,而N8487A 功率探頭的最大可承受輸入功率就是20 dBm,為保證測量設(shè)備的安全,在倍頻模塊的輸出端接一個10 dB 的同軸衰減器,對功率進(jìn)行衰減后再輸入功率探頭,并由N1911A 對輸出功率進(jìn)行顯示。因?yàn)楸额l模塊的輸出接口為WR22 波導(dǎo)口,所以在波導(dǎo)口和同軸衰減器之間級聯(lián)一個波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)換器(Adapter)。在對衰減器的衰減量進(jìn)行校定扣除后,測量所得的輸出功率如圖18 所示,在33～50 GHz 的輸出頻率范圍內(nèi),輸出功率基本在17 dBm 以上,最大達(dá)到19 dBm。

圖18 倍頻模塊輸出功率測試曲線Fig.18 Measured output power of the developed module

因?yàn)镹8487A 功率探頭為熱電偶式功率探頭,功率計所顯示的功率數(shù)值是功率探頭在整個工作頻段內(nèi)所有輸入信號的總功率值。為驗(yàn)證輸入功率探頭的確是倍頻輸出的Q 波段信號,而不包含自激、雜散等無用信號,因此,有必要對倍頻模塊的輸出頻譜進(jìn)行測量。所用頻譜儀E4447A 的頻率測量范圍為3 Hz～43 GHz,因此只能對43 GHz 以下的信號頻譜進(jìn)行測量。

圖19 所示為36 GHz 頻點(diǎn)的輸出頻譜,可見在5 GHz 帶寬內(nèi),無明顯雜散信號,由此也可以證明,圖19 所示的功率是所需的倍頻輸出功率。

圖19 倍頻模塊36 GHz 輸出譜線Fig.19 Measured spectrum line at 36 GHz of the developed module

表4 所示為本文所設(shè)計的Q 波段有源四倍頻電路與其他文獻(xiàn)的倍頻電路的性能比對。相較于所列文獻(xiàn)的電路,本文設(shè)計的四倍頻模塊在工作帶寬以及輸出功率這兩項(xiàng)指標(biāo)上具有明顯的優(yōu)勢。

表4 本文設(shè)計的固態(tài)倍頻源與已報道倍頻器的比較Tab.4 Comparison between the solid-state source designed in this paper and the reported frequency multipliers

3 結(jié)論

本文提出了一種工作于Q 波段的功率合成式有源四倍頻器,通過整體方案設(shè)計、各功能電路仿真設(shè)計、整體性能仿真驗(yàn)證后,最終加工出了實(shí)驗(yàn)樣品并進(jìn)行了測試。測試結(jié)果表明,所設(shè)計的有源倍頻模塊,在輸入頻率為16.5～25 GHz,輸入功率為5 dBm,直流偏置為5.5 V/2.2 A 的條件下,可以在33～50 GHz 頻率范圍內(nèi)輸出15 dBm 以上的功率,在35～50 GHz 頻率范圍內(nèi),輸出功率在17～19 dBm 之間。輸出信號頻譜純凈,在實(shí)驗(yàn)可觀測范圍內(nèi),無明顯雜散信號。所設(shè)計的倍頻模塊已成功應(yīng)用于相關(guān)的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中。