基于PLECS的三相VIENNA型PFC電源的仿真設(shè)計

王 杰，楊 亮，張 俊

（中國船舶集團有限公司第七二三研究所，江蘇揚州 225000）

0 引言

隨著船上雷達/電子對抗等設(shè)備的用電負荷的成倍增加，給雷達陣面或電子對抗發(fā)射機供電的現(xiàn)有一次電源配電設(shè)備出現(xiàn)功率容量不足，功率密度低、體積大等問題。一次電源設(shè)備是由多個整流模塊并聯(lián)構(gòu)成，其輸入為三相交流船電，輸出為高電壓/大電流形式。其中，單個整流模塊包含前級PFC電源和后級高頻隔離式DC/DC電源。為提高整流模塊的功率密度，重點需解決高功率密度下的大功率PFC電源技術(shù)設(shè)計、多相交錯LLC電源技術(shù)等難題，本文重點圍繞大功率PFC電源的仿真設(shè)計。

三相三電平VIENNA型的PFC電源為三電平Boost型中點箝位結(jié)構(gòu)整流器的衍生，其電路結(jié)構(gòu)簡單、輸入諧波電流含量低、開關(guān)管無直通風險和電壓應力小等優(yōu)點，因而受到國內(nèi)外學者的廣泛關(guān)注[1-3]。目前，VIENNA型整流電源廣泛應用于新能源汽車的充電樁市場，該拓撲形式的控制策略主要有平均電流控制、單周期控制等。陳俊等[4-6]重點介紹了單周期控制技術(shù)應用于單相或三相PFC電源中的實現(xiàn)方式，其主要控制主要由模擬芯片構(gòu)成，不利于參數(shù)調(diào)節(jié)與電源的全數(shù)字化實現(xiàn)；權(quán)運良等[7-8]介紹了采用數(shù)字控制芯片的平均電流控制方式，該控制方法主要涉及交流電壓鎖相、電壓/電流的環(huán)路調(diào)節(jié)等，由于控制參數(shù)與控制算法在軟件中實現(xiàn)，靈活性強，廣泛應用于數(shù)字電源中[9]。為兼顧PFC電源的可擴展性和可調(diào)節(jié)性，解決電源的高功率密度問題，本文在已有的平均電流控制方法基礎(chǔ)上，通過增加諧波注入，簡化控制算法，提高開關(guān)頻率，壓縮電源中磁芯體積，來實現(xiàn)高功率密度下的大功率PFC電源的設(shè)計。文中利用電力電子專業(yè)級PLECS仿真軟件，來建立PFC電源的仿真模型，通過仿真實驗來驗證參數(shù)設(shè)計的合理性和控制方法的可行性。

1 三相VIENNA型PFC電源的工作原理

三電平VIENNA型PFC電源的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中，ua、ub、uc為三相三線制的輸入電壓，ia、ib、ic為三相輸入電流，輸入電感為L1～L3，開關(guān)管為S1～S6，續(xù)流二極管為D1～D6，正/負母線電容：CP/CN，負載為RL。陳旭東等[9-12]給出了VIENNA整流器的不同工作模塊和狀態(tài)空間平均模型，通過調(diào)節(jié)S1～S6，實現(xiàn)輸入電流的單位功率因數(shù)校正，此時輸入側(cè)阻抗可以等效成純阻性負載。

圖1 三電平VIENNA型PFC電源的主拓撲

結(jié)合圖1的三電平VIENNA型PFC電 源 的 主 拓 撲框圖，A、B、C三相可看做三個獨立的Boost型PFC電源[11-12]，以A相ua的 工 作 原理為例，開關(guān)管S1與S2的驅(qū)動簡化工作波形如圖2所示（驅(qū)動為高電平時，對應的開關(guān)管導通；反之，開關(guān)管關(guān)斷）。為方便示意，認為單開關(guān)周期內(nèi)的調(diào)制波幅值為恒定不變。

圖2 開關(guān)管S1與S2的驅(qū)動簡化工作波形

在A相電壓為正時，開關(guān)管S1為開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)管S2為不導通狀態(tài)。在S1導通時，ia電流流向為：電感L1—S1—S2的體二極管—中點N；在S1關(guān)斷時，ia電流流向為：電感L1—D1—CP—中點N。

在A相電壓為負時，開關(guān)管S2為開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)管S1為不導通狀態(tài)。在S2導通時，ia電流流向為：中點N—S2—S1的體二極管—電感L1；在S2關(guān)斷時，ia電流流向為：中點N—Cn—D4—電感L1。

2 三相VIENNA型PFC電源的控制與參數(shù)設(shè)計

2.1 平均電流控制

三相PFC電源的平均電流控制是指電壓/電流的雙閉環(huán)的控制方式，電壓環(huán)可以調(diào)節(jié)直流母線電壓，電流環(huán)可以調(diào)節(jié)三相輸入電流的幅值與相位。根據(jù)坐標系不同，分為基于abc自然坐標系下的載波脈寬調(diào)制（SPWM）控制和基于dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的空間矢量調(diào)制（SVPWM）控制。由于SVPWM相比SPWM具有更高的電壓利用率，在開關(guān)頻率允許下，本文采用基于SVPWM的平均電流控制方式，其控制算法框圖如圖3所示。

結(jié)合圖1與圖3，三相電壓uabc通過單同步電壓鎖相技術(shù)[6-7]得到輸入電壓的相位角θ0，輸入三相電流iabc經(jīng)abc/dq的旋轉(zhuǎn)變換產(chǎn)生id與iq分量。電壓閉環(huán)控制指：給定的直流輸出Vdc與反饋的正/負電壓之和（即：Vp+Vn）之間進行PI控制器調(diào)節(jié)，輸出誤差電壓信號ΔVdc，其公式為：

圖3 三電平VIENNA型PFC電源的控制算法框圖

電流閉環(huán)控制：一方面，電壓環(huán)輸出值、緩啟動初始電流值id0和反饋電流值id之間進行PI控制器調(diào)節(jié)；另一方面，給定的q軸電流為0，與反饋電流值iq之間進行PI控制器調(diào)節(jié)，從而實現(xiàn)輸入電流的單位功率因數(shù)校正目的。

兩個電流環(huán)輸出分別加上電壓uabc的dq坐標系下的分量Vd、Vq，穩(wěn)態(tài)下，Vq≈0，由于三相輸入電感量較小，文中忽略dq坐標下的電流id與iq相互耦合影響。從而得到的輸出信號i′d、i′q的公式為：

PWM生成步驟如下：雙電流環(huán)的輸出值經(jīng)過dq/abc反坐標變換及經(jīng)歸一化處理，得到三相基礎(chǔ)調(diào)制波，其與注入的V0疊加，從而形成PWM的調(diào)制波。最后通過調(diào)制波與三角載波fs的比較，產(chǎn)生給S1～S6的六路驅(qū)動信號。其中，注入的V0指：Vn-Vp的中點平衡誤差信號與三次諧波注入信號的疊加，其公式為：

本文在SPWM基礎(chǔ)上，利用基波的三次諧波注入的方法，來實現(xiàn)SVPWM的控制效果，避免使用復雜的依據(jù)扇區(qū)劃分的矢量計算，減小處理器在高頻控制周期下的計算量。

2.2 主功率器件選型依據(jù)

主功率器件中二極管，MOS管選型主要考慮電壓與電流應力兩個方面，電壓應力均為額定輸出電壓的一半，結(jié)合文獻[15]中設(shè)計方法，得到二極管平均電流iD與有效值電流iD_RMS的計算公式為：

其中，調(diào)制比M的公式為：

式中：uINPK、iINPK分別為輸入電壓/電流的峰值。

MOS管的平均電流iMOS與有效值電流iMOS_RMS的計算公式為：

輸出電容的容值按電容容量的維持時間、消除因電容ESR產(chǎn)生的紋波電壓、以及印制板空間布局等情況選取，其允許的有效值電流iC_RMS的計算公式為：

輸入濾波電感用于消除輸入的紋波電流，感值的大小與紋波電流、開關(guān)頻率有關(guān)，結(jié)合文獻[12]中推導，得到電感L的公式為：

需要注意的是，所計算出的電感量為額定負載下的，對照磁芯參數(shù)手冊中感量與電流關(guān)系DC Bias特性曲線，按照額定電流下的感量不低于0電流下感量的70%選取合適的磁芯。

3 基于PLECS的三相PFC電源的仿真

3.1 建立PLECS仿真模型

按照圖2中的控制框圖和主電流參數(shù)設(shè)計方法，在PLECS軟件中搭建PFC電源的仿真模型，部分設(shè)定的仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

在離散仿真時，需對控制回路中的時域積分器1/s進行z域離散化，離散化后為：T/（z-1）。T為控制周期，本文控制周期設(shè)定為1/35 ms。以帶飽和的PI控制器為例，PLECS中的搭建模型如圖4所示。

圖4 抗飽和積分器PELCS離散仿真模型框圖

3.2 仿真結(jié)果

由于PFC電源的輸入為三相三線制，仿真時，通過構(gòu)造虛擬中點，來讀取三相AC230 V/50 Hz的相電壓，滿載下的輸入相電壓、電流仿真波形如圖5所示。從圖中可以看出，穩(wěn)態(tài)時，輸入三相電流與輸入相電壓同相位，實現(xiàn)單位功率因數(shù)校正，在輸入電壓為理想交流源下，對輸入電流進行總諧波含量（THD）分析，約為0.9%。

圖5三相輸入電壓與三相電流仿真波形

圖1 主拓撲中的A、B點電壓VAB仿真波形，A相橋臂中，MOS管S1/S2對應的歸一化后的PWM調(diào)制波仿真波形如圖6所示。

圖6 主拓撲VAB、歸一化A相PWM調(diào)制波仿真波形

其中，通過疊加三次諧波，PWM調(diào)制波峰頂類似為馬鞍形狀，實現(xiàn)了SVPWM控制效果；VAB電壓波形近似為（+350 V，0，-350 V）三個電平狀態(tài)，體現(xiàn)了三電平VIENNA拓撲的特點，驗證了二極管、MOS管的最大電壓應力為1/2直流母線電壓。

直流輸出電壓Vdc波形、輸出正電容電壓Vp和負載RL上電流的波形如圖7所示。為避免輸出電壓的開機過沖，Vdc從不控整流的平均565 V到閉環(huán)控制輸出平均值700 V的建立時間約為4 s。穩(wěn)態(tài)下，輸出電壓Vdc的電壓紋波不超過2 V。以圖7中正電容電壓Vp為例，其穩(wěn)態(tài)后的平均值近似為1/2Vdc=350 V，實現(xiàn)了輸出正/負電容電壓的中點平衡控制，此時正/負電容電壓偏差不超過6 V。在RL滿載下，輸出的平均電流約為42.8 A，輸出功率P0=29.85 kW，滿足輸出功率要求。

圖7 Vdc、Vp電壓與負載RL電流仿真波形

在PLECS軟件中，利用電流測量模塊，得到主拓撲中二極管、MOS管、MOS管體二極管的平均電流與有效值，搭建磁芯的磁損和銅損模型，忽略輔助電源的功耗，計算出總損耗功率，加上輸入電壓電流波形得到的輸入供電功率，計算出瞬時輸入功率。輸出瞬時功率由輸出電壓與輸出電流相乘計算得到。圖8所示為計算出的輸入輸出瞬時功率仿真波形，PFC電源的滿載效率約為98.2%，滿足效率指標要求。

圖8 輸入輸出瞬時功率的仿真波形

4 結(jié)束語

本文先對三相VIENNA型PFC電源的工作原理、控制方式進行了詳細介紹，列出了部分主功率器件的選型依據(jù)，然后借助PlECS軟件來完成仿真，驗證了本文所采用的控制算法的可行性和參數(shù)設(shè)計的合理性，有利于加快實物樣機的開發(fā)設(shè)計。

本文所討論的單個PFC電源在大功率應用場合，通常需要多個開關(guān)管并聯(lián)，存在驅(qū)動開關(guān)管的一致性問題，對于高功率密度下的大功率PFC電源還有兩個三相VIENNA型PFC電源的交錯并聯(lián)運行的設(shè)計方法，該方法有利于降低單個PFC電源的電流應力，其涉及控制算法、同相兩電感的磁集成技術(shù)等難題，將在后續(xù)開展進一步研究。