雙頻帶可重構(gòu)功率放大器設(shè)計(jì)

冀常鵬 張凱威 南敬昌

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院,葫蘆島 125105）

引 言

隨著5G 通信技術(shù)的發(fā)展，通信標(biāo)準(zhǔn)越來(lái)越多[1]，無(wú)線通信系統(tǒng)面臨的頻譜資源短缺問(wèn)題愈發(fā)嚴(yán)峻，作為其至關(guān)重要的一環(huán)，能工作在雙頻帶、多模式的功率放大器呼之欲出.利用可重構(gòu)的靈活性[2]，通過(guò)開(kāi)關(guān)控制匹配網(wǎng)絡(luò)狀態(tài)，可以完成不同工作狀態(tài)的切換；而寬帶技術(shù)能使多個(gè)通信標(biāo)準(zhǔn)相互兼容[3].多種技術(shù)的相互融合是未來(lái)通信技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)，把可重構(gòu)和寬帶技術(shù)結(jié)合，可以緩解頻譜資源緊張的問(wèn)題.

功率放大器的可重構(gòu)[4-5]和寬帶技術(shù)[6-8]一直都是學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的研究熱點(diǎn).經(jīng)過(guò)國(guó)內(nèi)外學(xué)者的不懈努力，取得了很多成果.文獻(xiàn)[4]基于變?nèi)荻O管設(shè)計(jì)了一款中心頻率可移動(dòng)的功放.文獻(xiàn)[6]采用混合連續(xù)類模型控制諧波，設(shè)計(jì)了一款寬帶功放.文獻(xiàn)[9]設(shè)計(jì)了一款可重新配置的雙波段功放，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但工作波段過(guò)窄.文獻(xiàn)[10]使用PIN 二極管設(shè)計(jì)了可重構(gòu)功放，該功放能工作在四個(gè)頻點(diǎn)，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜且效率偏低.文獻(xiàn)[11]利用接地式開(kāi)關(guān)制作了一款三波段可重構(gòu)功放.文獻(xiàn)[12]利用開(kāi)關(guān)切換工作波段，設(shè)計(jì)了一款采用三路Doherty 結(jié)構(gòu)的可重構(gòu)功放，在回退仍有較高效率，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜的同時(shí)使用了3 個(gè)晶體管，無(wú)疑極大地增加了研究成本.

雖然上述可重構(gòu)功放達(dá)成了不同波段或多個(gè)頻點(diǎn)的轉(zhuǎn)換，但工作帶寬不夠，僅能工作在幾個(gè)頻點(diǎn)并不能滿足現(xiàn)代社會(huì)對(duì)于通信的需求，且還存在電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、花費(fèi)高等問(wèn)題.為了解決上述問(wèn)題，本文提出了一種新穎的雙頻帶可重構(gòu)匹配結(jié)構(gòu).在不同波段干路相同的情況下，使用PIN 二極管控制支路的開(kāi)和關(guān)，實(shí)現(xiàn)了寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的切換.對(duì)制作的一款雙頻帶可重構(gòu)功率放大器進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果顯示該功放性能良好，證明了理論的可行性.

1 雙頻帶可重構(gòu)功放設(shè)計(jì)框架

圖1 所示為設(shè)計(jì)的雙頻帶可重構(gòu)功放整體結(jié)構(gòu).輸入端采用寬帶輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，輸出端為該功放可重構(gòu)的關(guān)鍵部分，使用PIN 開(kāi)關(guān)完成可重構(gòu)匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì).偏置部分采用寬帶分布結(jié)構(gòu)[13]，并在輸入部分加入RC 穩(wěn)定電路，使功放達(dá)到穩(wěn)定的工作狀態(tài).

圖1 雙頻帶可重構(gòu)功放整體結(jié)構(gòu)Fig.1 The overall structure of the reconfigurable dual-band power amplifier

2 雙頻帶可重構(gòu)功率放大器設(shè)計(jì)

2.1 PIN 開(kāi)關(guān)的設(shè)計(jì)

對(duì)比集總參數(shù)結(jié)構(gòu)的PIN 開(kāi)關(guān)，本文采用的微帶結(jié)構(gòu)PIN 開(kāi)關(guān)[14]具有能工作在大功率、高頻段的優(yōu)點(diǎn).圖2 所示為微帶結(jié)構(gòu)PIN 開(kāi)關(guān)電路結(jié)構(gòu)，二極管型號(hào)為SMP1322-079，微帶線TL1用于限流，電容C2用于隔離直流，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通電壓為1 V.

圖2 微帶結(jié)構(gòu)PIN 開(kāi)關(guān)電路結(jié)構(gòu)Fig.2 Microstrip PIN switch circuit structure

圖3 所示為開(kāi)關(guān)電路的仿真圖.當(dāng)開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，在工作頻段內(nèi)回波損耗S11小于-10.2 dB，插入損耗S21大于-0.7 dB.當(dāng)開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，S11大于-0.6 dB，S21小于-10 dB.從圖3 仿真結(jié)果可知，此開(kāi)關(guān)在設(shè)定的工作頻段內(nèi)能基本起到開(kāi)關(guān)的作用，由于開(kāi)關(guān)隔離度并不是太高，在后續(xù)設(shè)計(jì)過(guò)程中，還需對(duì)整體電路進(jìn)行反復(fù)調(diào)試.

圖3 PIN 開(kāi)關(guān)S 參數(shù)仿真圖Fig.3 Simulation results of the S parameter of PIN switch

2.2 可重構(gòu)匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

2.2.1 三階帶通濾波器的設(shè)計(jì)

先設(shè)計(jì)三階低通濾波器，再轉(zhuǎn)為三階帶通濾波器.圖4 所示為三階低通濾波器.

圖4 三階低通濾波器Fig.4 Third-order low-pass filter

已知變量為該濾波器的工作頻段f1～f2和輸入阻抗R1，起始電容C1未知，通過(guò)文獻(xiàn)[15]公式推算得到變量g0、g1、g2、g3、g4和Q后，通過(guò)式(1)～(3)可求得L1、C2、R2.

求得低通濾波器的參數(shù)后，用并聯(lián)諧振替代并聯(lián)電容，用串聯(lián)諧振替代串聯(lián)電感，把圖4 所示的低通濾波器轉(zhuǎn)換為帶通濾波器[16]，如圖5 所示.

圖5 三階帶通濾波器Fig.5 Third-order bandpass filter

2.2.2 Norton 轉(zhuǎn)換

圖6 所示為Norton 轉(zhuǎn)換原理.當(dāng)Z0變化為n2Z0時(shí)，可以分為向左和向右兩種情況[15]，各部分轉(zhuǎn)換后的值已在圖中給出，Z1、Z2同為電感或者電容.

圖6 Norton 轉(zhuǎn)換原理Fig.6 Norton conversion principle

通常所設(shè)計(jì)的三階帶通濾波器的負(fù)載阻抗并不為50 Ω，不能滿足功放負(fù)載阻抗的要求，可采用Norton 轉(zhuǎn)換，把終端阻抗轉(zhuǎn)化為50 Ω.根據(jù)圖6 可知，Norton 轉(zhuǎn)換分為向左和向右，可以根據(jù)R2與50 Ω的大小關(guān)系判斷方向.一般情況下終端阻抗R2的值都是小于50 Ω，因此，下文以此為起始條件開(kāi)始推導(dǎo).

當(dāng)R2＜50 Ω 時(shí)，即

對(duì)式(4)進(jìn)行處理，獲得變量C1關(guān)于f2、f1和R1的不等式，通過(guò)化簡(jiǎn)確定C1的一個(gè)可行域.然后，對(duì)圖5所示網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行Norton 轉(zhuǎn)換，得到如圖7 所示的終端阻抗為50 Ω 的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò).

圖7 Norton 轉(zhuǎn)換后的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)Fig.7 Broadband matching network after Norton transformation

使用式(5)～(7)可以推算出n以及其他的關(guān)鍵參數(shù).

通過(guò)Norton 變換可知，當(dāng)在一個(gè)電路中進(jìn)行兩次同向變換時(shí)，如果變換系數(shù)n互為倒數(shù)，則電路端口阻抗值不會(huì)發(fā)生變化[15].因此把圖5 所示電路向左進(jìn)行兩次Norton 變換.

第一步，使兩個(gè)C向左使用Norton 轉(zhuǎn)換，取變換系數(shù)n=1/a＜1，變換后兩個(gè)電容值可由式(8)～(9)求出，a的可行域可以通過(guò)求解式(10)獲得.

經(jīng)過(guò)此次變換后的兩個(gè)電感值為

第二步，使兩個(gè)L向左使用Norton 轉(zhuǎn)換，取n=a.的值為

由于式(11)中涉及的電感均為正值，故-(a-1)＞0，可將該式化簡(jiǎn)得到a的另一個(gè)可行域.把第一步和第二步求得關(guān)于a的兩個(gè)可行域相交，即可得到關(guān)于變量a的新可行域.

經(jīng)過(guò)兩次Norton 轉(zhuǎn)換后，圖7 所示網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)化為如圖8 所示的匹配網(wǎng)絡(luò).

圖8 兩次Norton 轉(zhuǎn)換后的匹配網(wǎng)絡(luò)Fig.8 Matching network after two Norton conversions

當(dāng)R2＞50 Ω和R2=50 Ω 時(shí)，以類似的方式，可以得到起始電容C1和a的取值條件以及Norton 轉(zhuǎn)換后的電路和組成元件的值.

2.2.3 集總電路的微帶等效

為了減弱高頻信號(hào)對(duì)集總元件影響，根據(jù)文獻(xiàn)[17]中提供的轉(zhuǎn)化公式，將并聯(lián)的LC 諧振回路等效為1/4 波長(zhǎng)微帶線，電感串聯(lián)電容并聯(lián)的Π 型網(wǎng)絡(luò)等效為串聯(lián)微帶線，將集總電路轉(zhuǎn)化為分布參數(shù)電路.圖8 可轉(zhuǎn)化為如圖9 所示的寬帶網(wǎng)絡(luò)分布參數(shù)模型.

圖9 寬帶網(wǎng)絡(luò)分布參數(shù)模型Fig.9 Distribution parameter diagram of broadband network

想要實(shí)現(xiàn)不同波段的干路相同，需要使圖9 中的TL4和C3在不同波段時(shí)相等，TL4由圖8 中的、轉(zhuǎn)化而來(lái).另外，要保證C3在不同波段時(shí)相等，需要多次改變起始電容C1，因此下文以起始電容為變量進(jìn)行分析.

2.2.4 起始電容關(guān)系分析

圖9 中干路的電容C3在兩個(gè)頻段內(nèi)相同.取以下一種常見(jiàn)情況進(jìn)行說(shuō)明，當(dāng)所選頻段為f1～f2且R2＜50 Ω 時(shí)，對(duì)圖5 使用一次Norton 轉(zhuǎn)換得到干路電容的值如式(13)，式中R1是使用牽引得到的.

在另一個(gè)頻段f3～f4，R1也是使用牽引得到的，C1未知，Qω=2πR1C1(f4-f3).通過(guò)理論推算主路內(nèi)的電容值后，將產(chǎn)生下面的三類情形：

當(dāng)R2＜50 Ω 時(shí)，干路電容經(jīng)過(guò)兩次Norton 轉(zhuǎn)換后變化為

3 功放實(shí)例仿真

為了證明上述理論的可行性，本文使用科銳的CGH40010F 晶體管設(shè)計(jì)雙頻帶可重構(gòu)功率放大器.功放的靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置為VDS=28 V、VGS=-2.8 V，此時(shí)功放工作在AB 類，有高效率、高線性度的優(yōu)點(diǎn).

3.1 可重構(gòu)寬帶電路的設(shè)計(jì)

在進(jìn)行多次牽引迭代后，確定可重構(gòu)匹配電路的最佳阻抗.

3.1.1 輸入匹配電路的設(shè)計(jì)

由源牽引得到最佳阻抗為R1=9.6 Ω，輸入匹配采用寬帶匹配，其結(jié)構(gòu)如圖9 所示.

圖10 所示為功放輸入匹配仿真結(jié)果，在1.5～4.5 GHz 頻段內(nèi)，回波損耗S11均小于-11 dB，插入損耗S21均大于-0.9 dB，滿足設(shè)計(jì)條件，在此頻段內(nèi)能良好工作.

圖10 功放輸入匹配仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results of input matching of the power amplifier

3.1.2 輸出匹配電路的設(shè)計(jì)

由負(fù)載牽引得出電路工作在1.50～2.85 GHz時(shí)最佳阻抗R1=24.5 Ω，工作在3.15～4.50 GHz 時(shí)最佳阻抗R1=17.4 Ω.在上一節(jié)所述理論的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)的可重構(gòu)輸出匹配電路如圖11 所示.第一頻段進(jìn)行一次Norton 轉(zhuǎn)換和第二頻段進(jìn)行二次Norton 轉(zhuǎn)換后，主路電容值不變，對(duì)應(yīng)的起始電容值分別為4 pF 與5 pF.表1 為圖11 所示電路的工作情況.

圖11 可重構(gòu)輸出匹配電路Fig.11 Reconfigurable output matching circuit

表1 可重構(gòu)輸出匹配電路工作情況Tab.1 Circuit work of reconfigurable output matching

圖12 所示為功放輸出匹配仿真結(jié)果.在第一個(gè)頻段和第二個(gè)頻段內(nèi)，回波損耗S11都小于-15 dB，插入損耗S21都大于-0.9 dB.仿真結(jié)果顯示匹配結(jié)果良好，在開(kāi)關(guān)的不同狀態(tài)都能高效輸出，與理論相吻合.

圖12 功放輸出匹配仿真結(jié)果Fig.12 Simulation of the power amplifier output matching result

3.2 功放整體性能設(shè)計(jì)

圖13 所示為雙頻帶可重構(gòu)功放整體電路圖.其輸入匹配采用寬帶匹配結(jié)構(gòu)，輸出匹配采用可重構(gòu)寬帶匹配.圖14 所示為功放實(shí)物圖.

圖13 雙頻帶可重構(gòu)功放整體電路Fig.13 The overall circuit of the reconfigurable dual-band power amplifier

圖14 功放實(shí)物圖Fig.14 Photograph of the fabricated PA

圖15 是雙頻帶可重構(gòu)功放的仿真和實(shí)測(cè)對(duì)比結(jié)果.仿真顯示：在第一頻段內(nèi)輸出功率大于40.2 dBm，增益大于10.1 dB，PAE 為40.9%～62.1%；在第二頻段內(nèi)輸出功率大于39.2 dBm，增益大于10.1 dB，PAE 為49.3%～59.65%.實(shí)測(cè)顯示：在第一頻段內(nèi)輸出功率大于39.5 dBm，增益大于9.0 dB，PAE 為39.5%～60.9%；在第二頻段內(nèi)輸出功率大于38.1 dBm，增益大于8.5 dB，PAE 為43.5%～56.8%.仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果表明，雙頻帶可重構(gòu)功放基本滿足設(shè)計(jì)要求.

從圖15 可知，仿真與實(shí)測(cè)存在誤差，這可能是介質(zhì)基板損耗、分立元件誤差、加工精度和焊接等原因?qū)е碌?

圖15 雙頻帶可重構(gòu)功放仿真與實(shí)測(cè)對(duì)比Fig.15 Comparison between simulation and measurement of multi-band reconfigurable power amplifier

將本文提出的雙頻帶可重構(gòu)功放與另外三篇文獻(xiàn)提出的可重構(gòu)功放進(jìn)行比較，結(jié)果如表2 所示.由表2 可知，本文所設(shè)計(jì)的功放，在使其他性能值可接受的前提下，大幅擴(kuò)大了工作帶寬.文獻(xiàn)[12]結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且使用多個(gè)晶體管，造價(jià)高昂.文獻(xiàn)[18]的工作頻段有所提升，但輸出功率偏低.文獻(xiàn)[19]僅能工作2 個(gè)頻點(diǎn)，并使用了6 個(gè)開(kāi)關(guān)，結(jié)構(gòu)復(fù)雜.

表2 可重構(gòu)功放性能比較Tab.2 Performance comparison of reconfigurable power amplifiers

4 結(jié) 論

本文提出了一種新的雙頻帶可重構(gòu)匹配結(jié)構(gòu)，此結(jié)構(gòu)工作帶寬大，結(jié)構(gòu)緊湊.在傳統(tǒng)方案獲得三階濾波器的基礎(chǔ)上，進(jìn)行逆向推導(dǎo)，把起始電容作為變量，使計(jì)算進(jìn)一步簡(jiǎn)化.并依據(jù)此理論，設(shè)計(jì)了雙頻帶可重構(gòu)電路.通過(guò)仿真和實(shí)測(cè)的對(duì)比，說(shuō)明了該功放的性能良好，也證明了雙頻帶可重構(gòu)理論的可行性.

在5G 的飛速發(fā)展過(guò)程中，對(duì)能工作在雙頻帶、多模式的通信器件要求越來(lái)越高，作為其關(guān)鍵部分的一員，雙頻帶可重構(gòu)功放成為推動(dòng)其不斷發(fā)展的不竭動(dòng)力.