基于光頻域反射儀的機載光纜連接檢測技術

陳 典, 莫文靜, 趙正大, 徐 馗

成都飛機工業(yè)(集團)有限責任公司，四川 成都 610031)

光纖總線通信技術，憑借其大帶寬、低延遲、強抗干擾等優(yōu)勢，在航空電子設備通信中得到越來越廣泛的應用。但光纖通信質(zhì)量與光纖連接和鋪設情況緊密相關，當光纖連接不良(如連接器處光纖端面污損和接觸不緊密)或者光纖鋪設不規(guī)范(如過度彎曲和被異物頂起壓住)時都可能會增大插入損耗(Insertion Loss,IL)和減小回波損耗(Return Loss,RL)。其中，IL主要增大光通信鏈路中的功率損耗，降低接收機靈敏度；RL主要影響發(fā)射機光源性能。因此機載光纜(多束光纖成纜)檢查是飛機總裝和試飛階段的重要環(huán)節(jié)。

現(xiàn)階段，機載光纜連接檢測主要通過光時域反射儀(Optical Time Domain Reflectometer,OTDR)完成，其性能可以滿足大多數(shù)檢測的需求[1-2]。但OTDR的缺陷在于空間分辨率差，商用OTDR最優(yōu)僅為分米量級，且存在“死區(qū)”問題，即強反射后的一段光纖無法被檢測，而機載光纜網(wǎng)絡中存在相距僅為厘米量級的兩個連接器，如果其中一個出現(xiàn)故障，OTDR無法正確區(qū)分和定位，為排除故障帶來不便，影響進度。

光頻域反射儀(Optical Frequency Domain Reflectometer,OFDR)的優(yōu)勢在于空間分辨率高，且不存在“死區(qū)”，因此OFDR理論上可用于機載光纜網(wǎng)絡的連接檢查中。但目前國內(nèi)外的商用OFDR設備仍十分昂貴，例如美國LUNA公司的OBR系列設備的價格高達百萬人民幣，而且該設備空間分辨率最高可達100 μm，遠超機載光纜檢測所需，這造成巨大的成本和性能浪費。

因此，針對以上問題，本文通過研究OFDR原理和關鍵技術問題，根據(jù)機載光纜檢測的實際指標需求，有針對性地進行OFDR系統(tǒng)開發(fā)，以實現(xiàn)低成本、高效率的機載光纜連接檢測工作。

1 原理和關鍵技術

OFDR的系統(tǒng)基本結構如圖1(a)所示。可調(diào)諧激光器產(chǎn)生線性調(diào)頻的啁啾光，經(jīng)過光纖耦合器1后一分為二，一路作為探測光，另一路作為本振光。探測光通過光纖環(huán)形器進入待測光纖，在前向傳輸過程中，不斷產(chǎn)生瑞利背向散射光(Rayleigh Backscattering,RBS)，RBS再通過光纖環(huán)形器返回。本振光和RBS在光纖耦合器2中發(fā)生干涉，干涉信號在光電探測器中轉(zhuǎn)為光電流信號，等待數(shù)據(jù)處理。

OFDR定位RBS產(chǎn)生距離的原理如圖1(b)所示。本振光和探測光同源，是啁啾光；瑞利散射為彈性散射，不改變光頻率，所以RBS也是啁啾光。啁啾光之間干涉后轉(zhuǎn)為的電信號為單頻正弦波，頻率ΔF與RBS時延T正相關，根據(jù)光速可以計算得到距離L，計算公式為

圖1 OFDR的基本結構和定位原理

(1)

式中：c為光在真空中光速；n為光纖纖芯折射率；T為RBS時延；γ為啁啾光掃頻速度；ΔF為正弦波頻率。最后通過頻譜分析，即可獲得RBS的位置信息?？臻g分辨率是OFDR的關鍵指標，其由啁啾光總掃頻范圍F決定，計算公式為

(2)

式中：F為啁啾光總掃頻范圍。式(2)成立是建立在啁啾光完全線性掃頻且沒有相位噪聲的基礎上實現(xiàn)的。但實際中，激光器必然存在相位噪聲，且掃頻不是完全線性的，導致空間分辨率發(fā)生惡化。因此如何產(chǎn)生窄線寬、大掃頻范圍、高線性度的啁啾光，是OFDR的關鍵技術。

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目前產(chǎn)生啁啾光的方式主要有2種，一種為內(nèi)調(diào)制，即直接改變激光器腔長來調(diào)諧激光波長，其優(yōu)勢在于調(diào)頻范圍大，缺點是激光器不穩(wěn)定且相位噪聲大、非線性嚴重；另一種為外調(diào)制，即通過外部調(diào)制器改變?nèi)肷浼す獾牟ㄩL，優(yōu)勢在于調(diào)制過程不影響激光器自身性能、線性度好，缺點是受限于射頻器件帶寬、調(diào)頻范圍小。不論是內(nèi)/外調(diào)制，都需要進一步減小相位噪聲和掃頻非線性，通過鑒相/頻器測得激光器相位噪聲和非線性后，一種處理方式為負反饋，即反向調(diào)節(jié)激光器的輸出，直接抑制激光相位噪聲和糾正非線性；另一種方式為補償算法，即在數(shù)字域?qū)ο辔辉肼暫头蔷€性進行補償。代表性的案例有Roos等[3]使用電流調(diào)諧的內(nèi)調(diào)制激光器，根據(jù)自外差干涉儀鑒頻結果，計算反饋量反向調(diào)節(jié)激光器調(diào)諧頻率，最終得到4.8 THz掃頻范圍，空間分辨率可達47 μm；上海交通大學Wang等[4]使用窄線寬光纖激光器通過鈮酸鋰強度調(diào)制器，對高階邊帶進行調(diào)頻，最終得到25 GHz掃頻范圍，空間分辨率達到4.2 mm。

2 系統(tǒng)設計和實現(xiàn)

2.1 光電路系統(tǒng)

如第1節(jié)關鍵技術部分所述，OFDR設備昂貴的原因主要在于激光器成本，例如LUNA公司使用40 nm掃頻范圍的可調(diào)諧激光器，輔以補償算法，實現(xiàn)了22 μm超高空間分辨率指標[5]，但其成本和性能遠超機載光纜檢測所需。考慮到機載光纜檢測的實際工況，確定所需OFDR指標，最優(yōu)空間分辨率需≥5 mm，光纖最大測量長度需≥50 m。因此為降低成本，激光器選擇可通過電流內(nèi)調(diào)制的分布式反饋激光器(Distributed Feedback Laser,DFB)，激光器靜態(tài)線寬約為100 kHz；再通過噪聲抑制算法，解決激光相位噪聲和非線性掃頻問題，可以滿足所需指標。相比于大范圍機械掃頻光源，或窄線寬光纖激光器加外部調(diào)制器方案，這是成本最低的設計方案，OFDR系統(tǒng)結構如圖 2所示。

圖2 OFDR系統(tǒng)結構圖

DFB激光器的驅(qū)動信號由數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Digital-to-Analog Converter,DAC)產(chǎn)生。激光頻率與驅(qū)動電壓大小正相關，因此DAC產(chǎn)生線性變化的電壓信號，經(jīng)跨阻放大器轉(zhuǎn)換為線性增長的電流信號，驅(qū)動激光頻率調(diào)諧。目前常規(guī)驅(qū)動信號波形為鋸齒波，如圖 3中紅線所示。本系統(tǒng)采用三角形電壓調(diào)制，如圖3中藍線所示，其目的在于提高激光掃頻速度，以減小相位噪聲對OFDR的影響[6]。在信號處理時，截取前后半段信號分別處理，二者處理方式相同，最后結果平均以保持信噪比。

圖3 DAC輸出的驅(qū)動信號波形

由于啁啾光存在相位噪聲和掃頻非線性，本系統(tǒng)采用非平衡馬赫-曾德爾干涉儀(Mach-Zehnder Interferometer,MZI)作為鑒相器，MZI的輸出用正交接收機接收，兩路正交信號為

(3)

式中:τD為光纖延遲線的時延;θ(t)為激光相位噪聲和掃頻非線性引入的額外相位變化;K為幅度系數(shù);C為相位常數(shù)。當激光相位噪聲小、線性度較好時，可以不用正交接收機，只需uII(t)或uIQ(t)一路即可，通過希爾伯特變換獲得對應正交量；當激光相位噪聲大、線性度差時，uII(t)和uIQ(t)不再是帶通信號，具有較多低頻成分，需要正交接收器獲得正交量，且可以減少希爾伯特變換帶來的額外運算量。

啁啾光經(jīng)耦合器分為兩路，一路作為本振光進入偏振分集接收機，另一路作為探測光進入待測光纖，產(chǎn)生的RBS再回到偏振分集接收機，輸出的兩路偏振正交信號為

(4)

2.2 數(shù)據(jù)處理

模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog-to-Digital Convertor,ADC)以采樣率fs將式(3)和式(4)中4路模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字離散序列，分別記為uII(k)、uIQ(k)、uRX(k)和uRY(k)，其中k=1,…,K，K為正整數(shù)。它們通過PXI總線傳輸至工控機進行數(shù)據(jù)處理。

利用歐拉公式，提取MZI輸出信號的相位φI(k)為

φI(k)=arg{uII(k)+j·uIQ(k)}

(5)

式中：arg{·}為取括號內(nèi)復數(shù)的相位值；j為虛數(shù)單位。

(6)

同樣受激光相位噪聲和掃頻非線性影響，uRX(k)和uRY(k)中不同頻率正弦信號的相位增長都為非線性。由于探測光產(chǎn)生的RBS光和MZI中的光同源，因此可以根據(jù)k′(n)對uRX(k)和uRY(k)重采樣，降低激光相位噪聲和掃頻非線性的影響，重采樣結果為

(7)

式中：Φ(n)為式(8)的隨機采樣。

(8)

式(7)與式(4)相比，最大區(qū)別是額外相位變化θ(t)-θ(t-τR)降為Φ(t)。當τR=τD時，理論上可以完全消除激光相位噪聲和掃頻非線性導致的影響，但τR與τD相差越多，則補償效果越差[7]。

3 實驗和結果

所需求的空間分辨率指標為5 mm，根據(jù)式(2)可知，激光器掃頻范圍F應為20 GHz，但為了減小頻譜泄露，系統(tǒng)選用漢寧窗函數(shù)，導致理論空間分辨率惡化了約一半，因此所需激光掃頻范圍F為40 GHz。選用的DFB激光器的電流調(diào)頻效率約為0.003 nm/mA(換算為0.375 GHz/mA)，激光器驅(qū)動器的跨阻放大器系數(shù)為150 mA/V，因此DAC需要產(chǎn)生電壓范圍為0～0.72 V的三角波信號，即可實現(xiàn)約40 GHz掃頻范圍的激光，達到所需空間分辨率。為了盡可能減少相位噪聲影響，掃頻持續(xù)時間需縮短，但也要保持DFB激光器穩(wěn)定工作，所以設置正掃頻持續(xù)時間為10 ms，負掃頻持續(xù)時間為10 ms，共計20 ms。為了增大信噪比，使用摻鉺光纖放大器(EDFA)作為光放大器，將光峰值功率放大到23 dBm。

OFDR探測距離除了與信噪比有關外，還與接收機帶寬有關。計算后的掃頻速度約為4 THz/s，光在纖芯中傳播速度約為2×108m/s，探測距離指標要求50 m，根據(jù)式(1)，系統(tǒng)中偏振分集接收機帶寬約為2 MHz，將ADC每通道采樣率設置為10 MS/s，并加入了2.5 MHz低通預濾波器。

MZI輸出信號的功率譜在使用抑制算法之前，由于激光器相位噪聲和掃頻非線性，具有非常寬的頻率成分，呈洛倫茲形，其半高全寬(Full Width at Half Maxima,FWHM)約為1 kHz，如圖 4中紅線所示。經(jīng)過線性重構之后，被壓縮為單頻正弦信號，如圖 4中藍線所示。

圖4 重采樣前后MZI信號頻譜圖

待測光纖選用一段總長約42 m的單模光纖，連接器類型為FC/APC，OFDR測試結果如圖 5(a)所示,末端菲涅爾峰距離在42 m附近，將菲涅爾峰的FWHM定義為空間分辨率。由于頻譜分辨率不夠，所以截取末端菲涅爾峰再做插值，增加曲線上點密度，如圖 5(b)所示，縱坐標為線性坐標，峰高的一半對應的寬度即為FWHM，約為4.8 mm。由于光纖越長，空間分辨率受相位噪聲影響惡化越嚴重，所以光纖末端處空間分辨率優(yōu)于5 mm，則可以認為系統(tǒng)空間分辨率優(yōu)于5 mm。測試結果顯示系統(tǒng)指標符合設計要求。瑞利曲線無偏振衰落噪聲，但存在相干衰落噪聲(Interference Fading Noise)問題，可通過變頻平均方法進行去除，以提高讀取IL和RL的精度[9]。

圖5 42 m光纖測試曲線和末端菲涅爾峰曲線

測試一段實際機載光纜，其組成示意圖如圖 6(a)所示，OFDR接10 dB固定衰減器，減小UPC接頭回波損耗對接收機影響，再通過轉(zhuǎn)接跳線與機載光纜中某根光纖連接，兩段光纜通過氣密插座連接，氣密插座處有兩個連接器，最后光纜末端通過轉(zhuǎn)接跳線轉(zhuǎn)為FC/APC接頭，以減小UPC接頭與空氣直接接觸導致的強菲涅爾反射，避免接收機飽和。

由于氣密插座(實物圖如圖6(b)所示)處兩接頭相距僅為4 cm，目前使用的OTDR設備空間分辨率最優(yōu)僅為10 cm，完全無法區(qū)分二者，為故障定位和排除帶來較大困難。本文所做OFDR系統(tǒng)，空間分辨率達到5 mm，可以正確區(qū)分二者，如圖 7(a)所示。為便于比較，故意降低OFDR空間分辨率，惡化為5 cm，用于模擬目前商用OTDR的水平，對同一根光纖進行測試，兩個連接器的反射峰混在一起無法被區(qū)分，就像一個單反射峰一樣，如圖 7(b)所示。測試結果體現(xiàn)了利用OFDR進行高空間分辨率測試機載光纜的優(yōu)勢。

圖6 待測光纜

圖7 機載光纜氣密插座處反射曲線

4 結束語

針對現(xiàn)有測試機載光纜方式空間分辨率差、無法精確定位光纜中故障位置，導致故障排除效率低下的問題，提出搭建低成本OFDR系統(tǒng)，以滿足機載光纜檢測實際所需。使用電流驅(qū)動的DFB激光器產(chǎn)生高速掃頻光，盡量降低激光器相位噪聲影響；并使用MZI作為鑒相器，在數(shù)字域根據(jù)提取的相位信息，重構采集到的光電信號，有效抑制激光相位噪聲和掃頻非線性，最終實現(xiàn)空間分辨率5 mm、最大測試距離50 m的OFDR系統(tǒng)。使用該OFDR系統(tǒng)對實際機載光纜進行測試，可以完全區(qū)分兩個相距僅4 cm的連接器，相比于現(xiàn)在使用的OTDR系統(tǒng)，具有更高的排故效率。