衛(wèi)星擴(kuò)頻測(cè)控基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)

鮑大志，邢斯瑞，孫偉，韓旭天

(長(zhǎng)光衛(wèi)星技術(shù)股份有限公司，吉林 長(zhǎng)春 130102)

0 引言

測(cè)控應(yīng)答機(jī)是衛(wèi)星與地面之間的遙控指令與狀態(tài)遙測(cè)信息的聯(lián)絡(luò)單機(jī)，主要負(fù)責(zé)遙測(cè)、遙控信號(hào)在衛(wèi)星與地面站之間的傳輸。早期測(cè)控應(yīng)答機(jī)多為統(tǒng)一S 波段(USB)測(cè)控應(yīng)答機(jī)，由于S 頻段不對(duì)商業(yè)測(cè)控開放，且USB測(cè)控在設(shè)備適應(yīng)性、抗干擾性、可靠性等指標(biāo)上難以保證，目前商業(yè)航天中，X 頻段擴(kuò)頻測(cè)控正成為主流測(cè)控方式，并且頻率上有向更高頻段發(fā)展的趨勢(shì)，以滿足對(duì)測(cè)控自主性、抗干擾性、保密性等方面的需求[1-3]。

由于衛(wèi)星高速運(yùn)動(dòng)，衛(wèi)星測(cè)控信號(hào)具有高動(dòng)態(tài)的多普勒效應(yīng)。同時(shí)由于相對(duì)于傳統(tǒng)的S 測(cè)控頻段，X 頻段頻率更高，多普勒效應(yīng)更加明顯。因此，實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)信號(hào)的捕獲跟蹤是擴(kuò)頻測(cè)控信號(hào)處理的關(guān)鍵。此外，由于擴(kuò)頻測(cè)控體制采用非相干擴(kuò)頻，使得捕獲跟蹤的難度進(jìn)一步增加，且解擴(kuò)后信號(hào)需要獨(dú)立位同步算法實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)恢復(fù)。

本文按照低軌衛(wèi)星擴(kuò)頻測(cè)控應(yīng)答機(jī)需求，構(gòu)建了一套擴(kuò)頻基帶解調(diào)和調(diào)制系統(tǒng)。其中解調(diào)器主要組成部分包括二維捕獲、載波跟蹤、碼環(huán)跟蹤、位同步等模塊。本文給出了擴(kuò)頻測(cè)控應(yīng)答機(jī)系統(tǒng)架構(gòu)和基帶系統(tǒng)關(guān)鍵模塊的算法結(jié)構(gòu)，并給出了仿真測(cè)試結(jié)果。

1 整體架構(gòu)

本文中測(cè)控應(yīng)答機(jī)的硬件架構(gòu)按照功能可劃分為射頻模塊、采集模塊、基帶模塊三部分。射頻模塊主要完成信號(hào)的接收和發(fā)射、收發(fā)信號(hào)的變頻和功率放大功能。射頻模塊將變頻后的中頻信號(hào)輸出到采集模塊，并接收采集模塊傳來的基帶信號(hào)進(jìn)行變頻發(fā)射。采集模塊一方面完成中頻信號(hào)模數(shù)轉(zhuǎn)換，將采樣信號(hào)送給基帶模塊；另一方面接收基帶模塊的調(diào)制數(shù)據(jù)，完成數(shù)模變換，將模擬信號(hào)發(fā)送給射頻模塊?；鶐K主要完成基帶調(diào)制解調(diào)和遙控遙測(cè)信息處理等功能，測(cè)控應(yīng)答機(jī)的組成如圖1 所示。

圖1 測(cè)控應(yīng)答機(jī)組成框圖

擴(kuò)頻測(cè)控基帶系統(tǒng)在基帶模塊中利用FPGA 實(shí)現(xiàn)，主要分為調(diào)制器和解調(diào)器兩部分。系統(tǒng)整體框架如圖2所示。

圖2 基帶系統(tǒng)組成框圖

調(diào)制器接收來自中心機(jī)的二進(jìn)制遙測(cè)數(shù)據(jù)，經(jīng)過比特映射、擴(kuò)頻、插值成型濾波后，上變頻到中頻輸出。解調(diào)器中，中頻信號(hào)在采集模塊完成A/D 采樣后，輸入基帶系統(tǒng)，采樣得到的數(shù)字序列在基帶模塊內(nèi)先后完成正交下變頻、頻率和擴(kuò)頻碼相位二維捕獲、載波與碼相位跟蹤、解擴(kuò)、遙控?cái)?shù)據(jù)位同步和BPSK 解調(diào)，得到比特流，供后續(xù)模塊進(jìn)行遙控指令識(shí)別和處理[4]。

本文中系統(tǒng)的基本指標(biāo)為：采樣率和系統(tǒng)工作時(shí)鐘均為40 MHz，解調(diào)器遙控速率為16.384 kb/s，調(diào)制器遙測(cè)速率為16 kb/s，擴(kuò)頻碼速率為3.069 Mb/s，擴(kuò)頻碼為碼長(zhǎng)為1 023 的Gold 碼，采用PCM-CDMA-BPSK 調(diào)制方式。下面對(duì)系統(tǒng)中的關(guān)鍵模塊進(jìn)行詳細(xì)描述。

2 二維捕獲

在對(duì)接收信號(hào)通過環(huán)路進(jìn)行跟蹤之前，先要對(duì)信號(hào)進(jìn)行二維捕獲，粗略估計(jì)出接收信號(hào)的殘余載波頻率和碼相位。常規(guī)擴(kuò)頻信號(hào)搜索方式對(duì)每個(gè)碼相位和載波的組合進(jìn)行串行遍歷搜索，搜索速度過慢，且無法適應(yīng)衛(wèi)星信號(hào)高動(dòng)態(tài)變化的情況。常用的并行搜索方法包括并行碼相位搜索和并行頻率搜索[5-7]。為了提高搜索速度，還可以疊加硬件資源，增加搜索器數(shù)目。

由于擴(kuò)頻測(cè)控應(yīng)答機(jī)采用了碼長(zhǎng)1 023 的Gold 碼作為擴(kuò)頻碼，碼捕獲偏差不能超過0.5 個(gè)碼片，因此碼相位的搜索數(shù)目至少為2 046 個(gè)，遠(yuǎn)多于需要搜索的頻點(diǎn)數(shù)目，因此采用了并行碼相位捕獲。并行碼相位二維捕獲算法結(jié)構(gòu)如圖3 所示，通過載波NCO 實(shí)現(xiàn)對(duì)不同頻偏的遍歷，對(duì)信號(hào)和擴(kuò)頻碼的FFT 結(jié)果相乘，對(duì)相乘結(jié)果進(jìn)行IFFT 并取模值，可一次性求得所有碼相位的相關(guān)值，取相關(guān)值最大值與判決門限比較，判定是否捕獲成功。根據(jù)衛(wèi)星軌道與頻率可推算測(cè)控系統(tǒng)多普勒頻偏范圍以控制頻率搜索范圍，減少非必要搜索，提高捕獲速度。

圖3 并行碼相位二維捕獲

FFT 和IFFT 在點(diǎn)數(shù)為2 的整數(shù)次冪的情況下，效率最高，由于測(cè)控系統(tǒng)采用碼長(zhǎng)為1 023 的Gold 碼作為擴(kuò)頻碼，每個(gè)碼片采樣兩個(gè)點(diǎn)，一個(gè)碼片周期采樣點(diǎn)數(shù)為2 046，對(duì)采樣信號(hào)補(bǔ)零，使得補(bǔ)零后采樣點(diǎn)數(shù)長(zhǎng)度為2 048，然后再進(jìn)行FFT 和IFFT 運(yùn)算，可以優(yōu)化FFT 和IFFT 的資源占用與運(yùn)算速度。由于星上擴(kuò)頻碼是確定的，不需要實(shí)時(shí)更改，對(duì)于擴(kuò)頻碼的FFT 變換結(jié)果，可以存儲(chǔ)起來，不需要實(shí)時(shí)計(jì)算，降低資源占用。

為了提高搜索速度，同時(shí)不增加資源使用，選擇在高于碼片速率的高速時(shí)鐘下進(jìn)行二維捕獲運(yùn)算。本系統(tǒng)中，碼片速率為3.069 Mb/s，捕獲運(yùn)算工作在系統(tǒng)時(shí)鐘40 MHz 下。但是這會(huì)帶來碼片速率和搜索運(yùn)算速率的不匹配，為了解決問題，將一個(gè)擴(kuò)頻碼周期長(zhǎng)度的采樣數(shù)據(jù)存儲(chǔ)，供二維搜索使用，這樣可以大幅提高搜索速度。

由于擴(kuò)頻測(cè)控為非相干擴(kuò)頻，一個(gè)擴(kuò)頻周期內(nèi)可能存在數(shù)據(jù)跳變。由于比特?cái)?shù)據(jù)跳變的原因，在載波頻率的最佳搜索點(diǎn)，相關(guān)值可能并不取得最大值，而在載波頻率偏差一定值附近獲得最大相關(guān)值，這是由于載波頻率偏移導(dǎo)致載波周期和數(shù)據(jù)跳變周期一定程度上重合造成的。這種情況可以利用解擴(kuò)后信號(hào)利用FFT 對(duì)捕獲頻率進(jìn)行二次確認(rèn)。如載波頻率偏差在載波環(huán)路牽入范圍內(nèi)，也可以直接利用載波環(huán)路跟蹤。本文綜合分析了衛(wèi)星測(cè)控相關(guān)指標(biāo)后，選擇直接利用載波環(huán)路對(duì)載波偏移進(jìn)行跟蹤，以降低系統(tǒng)復(fù)雜度，提高捕獲速度和捕獲的高動(dòng)態(tài)適應(yīng)性。

3 載波跟蹤

由于衛(wèi)星測(cè)控信號(hào)多普勒變化速度快，且測(cè)控指令具有突發(fā)性，在載波跟蹤部分，為了提高跟蹤能力，同時(shí)實(shí)現(xiàn)環(huán)路快速收斂，采用了鎖頻環(huán)輔助鎖相環(huán)形式[8-10]，算法結(jié)構(gòu)如圖4 所示。

圖4 鎖頻環(huán)輔助鎖相環(huán)載波跟蹤

解擴(kuò)后信號(hào)通過積分清除，得到4 倍符號(hào)速率數(shù)據(jù)，進(jìn)入鎖頻環(huán)(FLL)，然后對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行位同步。利用位同步輸出作為鎖相環(huán)(PLL)輸入數(shù)據(jù)，提高鎖相環(huán)穩(wěn)定性。將鎖頻環(huán)的輸入數(shù)據(jù)定為4 倍數(shù)據(jù)速率，雖然一定程度上擴(kuò)大了噪聲帶寬，增大了噪聲水平，但是由與鎖頻環(huán)相比較于鎖相環(huán)，能跟蹤信噪比更低的信號(hào)，同時(shí)動(dòng)態(tài)性能較好，這樣做可以有效擴(kuò)大鎖頻環(huán)的牽入范圍和動(dòng)態(tài)跟蹤能力，使得環(huán)路有足夠能力應(yīng)對(duì)高動(dòng)態(tài)信號(hào)的跟蹤。而鎖相環(huán)則利用位同步后的信號(hào)完成精密跟蹤，使得整個(gè)載波環(huán)路具有良好的適應(yīng)性。

鎖頻環(huán)采用叉積鑒頻器，叉積鑒頻器運(yùn)算量較小，同時(shí)對(duì)數(shù)據(jù)跳變不敏感。濾波器選擇2 階環(huán)路濾波器。

叉積自動(dòng)頻率跟蹤算法的鑒頻器形式如下：

I、Q 兩路信號(hào)的點(diǎn)積和叉積分別定義為：

其中，k 為采樣點(diǎn)序號(hào)，I(k)和Q(k)為采樣信號(hào)。

鑒頻器輸出V(k)定義為：

鎖相環(huán)則采用二象限反正切鑒相器，鑒相效果最準(zhǔn)確，且對(duì)數(shù)據(jù)跳變不敏感。環(huán)路濾波器采用3 階濾波器。

反正切鑒相器定義如下：

4 碼環(huán)跟蹤

為了實(shí)現(xiàn)信號(hào)接收，需要在本地復(fù)制和接收信號(hào)完全對(duì)齊的擴(kuò)頻碼。為了復(fù)制擴(kuò)頻碼，先要通過捕獲獲得擴(kuò)頻碼的初始相位，然后通過碼環(huán)路跟蹤使得本地?cái)U(kuò)頻碼相位和接收信號(hào)擴(kuò)頻碼相位始終保持一致，碼環(huán)跟蹤利用延遲鎖相環(huán)路實(shí)現(xiàn)[11-12]。

由于擴(kuò)頻碼采用的Gold 碼具有良好的自相關(guān)性，當(dāng)本地?cái)U(kuò)頻碼與信號(hào)中的擴(kuò)頻碼完全對(duì)齊時(shí)，自相關(guān)函數(shù)有明顯相關(guān)峰，碼片偏移后，相關(guān)峰會(huì)迅速衰減。因此，通過在相反方向上對(duì)擴(kuò)頻碼分別偏移半個(gè)碼片獲得超前碼和滯后碼，利用兩個(gè)偏移的擴(kuò)頻碼解擴(kuò)信號(hào)后得到的相關(guān)值即可估計(jì)擴(kuò)頻碼偏移情況，算法結(jié)構(gòu)如圖5 所示。

圖5 延遲鎖相環(huán)碼環(huán)跟蹤

鑒相器用于估計(jì)擴(kuò)頻碼偏移，鑒相器輸出δ 為：

其中，E 為超前碼相關(guān)值，L 為滯后碼相關(guān)值。相關(guān)值通過積分清除計(jì)算得到，積分清除部分包括相干積分和非相干積分。對(duì)于相干擴(kuò)頻，相干積分長(zhǎng)度常設(shè)定為整數(shù)個(gè)擴(kuò)頻碼周期。由于擴(kuò)頻測(cè)控為非相干擴(kuò)頻，在一個(gè)偽碼周期內(nèi)可能存在多次數(shù)據(jù)比特跳變，因此相關(guān)長(zhǎng)度不應(yīng)設(shè)定為整數(shù)個(gè)偽碼周期。本文中，偽碼速率為3.069 Mb/s，比特速率為16 kb/s，一個(gè)數(shù)據(jù)比特對(duì)應(yīng)的碼片長(zhǎng)度為191.812 5。這里選擇相干積分相關(guān)長(zhǎng)度為96 個(gè)碼片長(zhǎng)度，約為比特周期的1/2，可以保證連續(xù)兩個(gè)相干積分周期內(nèi)至少有一個(gè)周期沒有數(shù)據(jù)跳變；非相干積分周期選為2 個(gè)相干積分周期，這樣以保證每個(gè)跟蹤周期內(nèi)的測(cè)量值的有效性，同時(shí)最大化碼環(huán)的動(dòng)態(tài)適應(yīng)性。

由于多普勒效應(yīng)產(chǎn)生的載波偏移和碼率偏移有著固定的比例關(guān)系，且載波環(huán)路的穩(wěn)定性遠(yuǎn)高于碼環(huán)路，因此，采用載波環(huán)路輔助碼環(huán)路跟蹤。將載波環(huán)路濾波器的輸出值乘以一定的比例值，作為碼環(huán)輔助值。本文中由于載波環(huán)為鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)的組合，因此載波環(huán)路濾波器輸出為鎖頻環(huán)的環(huán)路濾波器與鎖相環(huán)環(huán)路濾波器輸出之和，比例值為碼速率和載波頻率的比值。

5 捕獲跟蹤狀態(tài)轉(zhuǎn)換

捕獲狀態(tài)向跟蹤狀態(tài)的轉(zhuǎn)換以捕獲值超過捕獲門限作為標(biāo)準(zhǔn)。捕獲門限的計(jì)算按照以下方式：對(duì)捕獲周期內(nèi)的采樣數(shù)據(jù)逐一求絕對(duì)值，對(duì)絕對(duì)值進(jìn)行累加，累加結(jié)果乘以一定比例α 作為捕獲門限。為了提升捕獲概率，以捕獲結(jié)果多次超過門限值作為捕獲成功條件，次數(shù)A 和比例值α 需要綜合考慮對(duì)捕獲檢測(cè)概率和虛警概率的要求選取。捕獲狀態(tài)判定方法如圖6 所示。

圖6 捕獲狀態(tài)判定

以解擴(kuò)后碼片數(shù)據(jù)進(jìn)行相干積分和非相干積分后的計(jì)算值是否超過門限作為跟蹤環(huán)路是否鎖定的判定條件，跟蹤門限則以碼片數(shù)據(jù)絕對(duì)值的積分值乘以一定比例μ 取得。跟蹤狀態(tài)判定方法如圖7 所示。

圖7 跟蹤狀態(tài)判定

相干積分值設(shè)定為96 碼片，保證連續(xù)兩個(gè)相干積分周期至少有一個(gè)周期沒有數(shù)據(jù)跳變，非相干積分長(zhǎng)度可以設(shè)定為較大值，以降低噪聲影響，但是不宜過大，否則鎖定判斷的更新周期會(huì)過長(zhǎng)。計(jì)算跟蹤門限的積分長(zhǎng)度應(yīng)該與非相干積分加相干積分的碼片周期數(shù)一致。比例值μ 則需要綜合考慮檢測(cè)概率和虛警概率的要求進(jìn)行選取。

6 位同步

由于擴(kuò)頻測(cè)控體制為非相干擴(kuò)頻，碼片周期和比特周期無整數(shù)倍數(shù)關(guān)系，且一個(gè)碼片周期內(nèi)可能存在多次比特跳變，因此，對(duì)碼片同步后不能直接通過解擴(kuò)獲得解調(diào)數(shù)據(jù)，需要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行位同步[13]。本文位同步采用了Gardner 算法，算法主要由4 部分組成：內(nèi)插濾波器、定時(shí)誤差檢測(cè)器、環(huán)路濾波器和控制器，算法在不改變本地時(shí)鐘的同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)位同步[14]。Gardner 算法同步過程如下：接收端以本地時(shí)鐘Ts對(duì)接收信號(hào)重新采樣，送入內(nèi)插濾波器進(jìn)行內(nèi)插值的計(jì)算，其結(jié)果經(jīng)定時(shí)誤差檢測(cè)器輸出檢測(cè)誤差，再送入環(huán)路濾波器濾除帶外噪聲，最后送入NCO 控制器計(jì)算內(nèi)插基點(diǎn)和分?jǐn)?shù)間隔，進(jìn)行下次內(nèi)插位置的調(diào)整，如此循環(huán)往復(fù)，從而在最佳采樣時(shí)刻內(nèi)插出準(zhǔn)確的判決值。算法實(shí)現(xiàn)流程如圖8 所示。

圖8 Gardner 算法的實(shí)現(xiàn)流程

Gardner 算法的輸入數(shù)據(jù)采樣率應(yīng)為比特速率的2倍以上，對(duì)于Gardner 算法的輸入數(shù)據(jù)產(chǎn)生，通過對(duì)解擴(kuò)后的采樣數(shù)據(jù)相干積分并進(jìn)行匹配濾波得到，通過相干積分得到4 倍比特速率的積分?jǐn)?shù)據(jù)。為了增強(qiáng)解調(diào)的穩(wěn)定性，對(duì)積分后數(shù)據(jù)進(jìn)行數(shù)字AGC 處理。之后，為了進(jìn)一步濾除帶外噪聲并減少干擾，采用了匹配濾波，如果解調(diào)輸入信號(hào)使用成型濾波器，則匹配濾波器采用與成型濾波器相匹配的濾波器；如果輸入信號(hào)不采用成型濾波器，匹配濾波器可采用積分濾波器，積分濾波器系統(tǒng)函數(shù)為：

7 仿真

參照長(zhǎng)光衛(wèi)星吉林一號(hào)衛(wèi)星測(cè)控指標(biāo)和鏈路情況，設(shè)定了低軌X 波段擴(kuò)頻測(cè)控接收機(jī)的仿真條件。多普勒初始值為150 kHz，載波頻率為7 239 MHz，多普勒變化率為15 kHz/s。發(fā)射機(jī)無成型濾波器，AWGN 信道下，擴(kuò)頻后Eb/N0 為-7 dB，信號(hào)采樣率為40 MHz。

捕獲過程中，設(shè)定門限比例α 為0.12，進(jìn)行多次連續(xù)捕獲運(yùn)算。捕獲結(jié)果如圖9 所示，兩個(gè)值分別為捕獲門限和捕獲過程中的捕獲運(yùn)算值，捕獲峰值始終在門限之上，捕獲算法具有良好的捕獲性能。

圖9 捕獲結(jié)果仿真圖

載波跟蹤中鎖頻環(huán)環(huán)路濾波器歸一化帶寬設(shè)定為0.02，鎖相環(huán)的環(huán)路濾波器歸一化帶寬設(shè)定為0.03，圖10所示為頻率跟蹤情況。

圖10 載波跟蹤環(huán)路仿真圖

經(jīng)過初期的牽入后，載波跟蹤環(huán)路逐漸穩(wěn)定，并且可以穩(wěn)定跟蹤15 kHz/s 頻率變化率的多普勒頻移。

對(duì)載波環(huán)輔助的碼環(huán)路進(jìn)行仿真，碼環(huán)路的環(huán)路濾波器歸一化帶寬設(shè)定為0.02，由于碼環(huán)路短期波動(dòng)很大，直接仿真碼環(huán)路的濾波器輸出很難分析碼環(huán)路的跟蹤情況。將連續(xù)220次碼環(huán)路輸出進(jìn)行平均，對(duì)結(jié)果進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖11 所示。

圖11 碼環(huán)跟蹤環(huán)路仿真圖

可以看到，經(jīng)過初期牽入后，碼環(huán)路逐漸穩(wěn)定，歸一化頻碼速率偏移輸出和設(shè)定的多普勒頻移計(jì)算出的結(jié)果相一致。

位同步環(huán)路輸入信號(hào)采樣率為4 倍符號(hào)速率，分?jǐn)?shù)間隔uk在初期波動(dòng)后快速收斂，成功實(shí)現(xiàn)位同步，如圖12 所示。位同步的環(huán)路濾波器歸一化帶寬為0.003，如圖13 所示。

圖12 位同步環(huán)路分?jǐn)?shù)間隔uk 仿真圖

圖13 解調(diào)星座圖仿真圖

Eb/N0 約為14.5 dB，滿足解調(diào)損失小于3 dB 的解調(diào)要求。

8 結(jié)論

本文參考吉林一號(hào)衛(wèi)星相關(guān)測(cè)控指標(biāo)，設(shè)計(jì)了一套X 頻段擴(kuò)頻測(cè)控應(yīng)答機(jī)基帶系統(tǒng)。在二維捕獲上，采用并行碼相位搜索，并通過暫存采樣數(shù)據(jù)配合高速時(shí)鐘，實(shí)現(xiàn)了對(duì)搜索速度的進(jìn)一步優(yōu)化；載波跟蹤上，采用二階鎖頻環(huán)輔助三階鎖相環(huán)，滿足了對(duì)高動(dòng)態(tài)信號(hào)的跟蹤需求；碼環(huán)路上，采用載波環(huán)路輔助碼環(huán)路，增強(qiáng)了碼環(huán)路的穩(wěn)定性和高動(dòng)態(tài)適應(yīng)性；位同步環(huán)路上，采用采用數(shù)字AGC 和匹配濾波器，增強(qiáng)了解調(diào)穩(wěn)定性。系統(tǒng)在多普勒頻偏150 kHz、多普勒變化率15 kHz/s 的高動(dòng)態(tài)下，能夠?qū)崿F(xiàn)正確解調(diào)，解調(diào)損失小于3 dB，可滿足X 頻段上低軌衛(wèi)星的測(cè)控需求。