四相交錯Boost DC-DC變換器的研究

陳苗苗，梅建偉

（湖北汽車工業(yè)學(xué)院 電氣與信息工程學(xué)院，湖北 十堰 442002）

時代的發(fā)展對變換器的效率和功率都提出了較高的要求。單相Boost變換器已經(jīng)無法滿足當(dāng)前的需求，多相交錯并聯(lián)技術(shù)因其能夠提供高效率和高功率的性能而被廣泛應(yīng)用［1］。文獻(xiàn)［2］通過單神經(jīng)元PID控制算法提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度，在全功率測試下效率超過97%，但是高頻開關(guān)狀態(tài)下和小功率應(yīng)用下開關(guān)損耗都較嚴(yán)重，效率低。文獻(xiàn)［3］結(jié)合了交錯并聯(lián)技術(shù)和磁耦合技術(shù)，提高了電壓增益，但增加了耦合電感和開關(guān)的電壓應(yīng)力，在提高效率方面效果不明顯，電磁干擾問題也更加突出。為了提高四相交錯Boost 變換器的效率，文中提出根據(jù)負(fù)載電流的變化情況來調(diào)整相數(shù)的控制方法。當(dāng)在輕負(fù)載工作時，變換器會基于負(fù)載電流的情況通過降相來減少開關(guān)損耗，提高效率。當(dāng)負(fù)載增加時，被降相會被添加回來，以適應(yīng)重負(fù)載瞬態(tài)并提高效率。

1 變換器的結(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 變換器主電路拓?fù)?/h3>

四相交錯Boost變換器主電路拓?fù)涫怯?個結(jié)構(gòu)和參數(shù)完全相同的單相Boost變換器交錯并聯(lián)組成（圖1）。變換器采用移相控制，各相電路的導(dǎo)通信號依次錯開90°，周期內(nèi)各相的導(dǎo)通時間相等［4］。各支路上下開關(guān)管采用互補驅(qū)動方式。圖1通過4個支路共同分擔(dān)輸入電流和功率來降低對元件性能的需求，且4條支路的電感電流相互疊加進(jìn)行抵消，能夠有效減小輸入電流紋波。其中Vin為輸入電壓，Cin為輸人濾波電容，Iin為輸入總電流，L1、L2、L3、L4分別為4個支路儲能電感，IL1、IL2、IL3、IL4分別為4 個支路電感電流，M1、M2、M3、M4為低側(cè)開關(guān)管，M5、M6、M7、M8為高側(cè)開關(guān)管，R0為負(fù)載電阻，I0為輸出總電流，C0為輸出濾波電容，V0為輸出電壓［5］。

圖1 四相交錯Boost變換器主電路拓?fù)?/p>

1.2 工作原理

四相交錯并聯(lián)Boost變換器的4個開關(guān)管的驅(qū)動信號分別相差90°導(dǎo)通，因此四相交錯并聯(lián)Boost變換器的占空比可分為4個區(qū)間，分別為［0,0.25］，（0.25,0.5］，（0.5,0.75］，（0.75,1］［6］。在此對區(qū)間（0.5,0.75］的電路波形進(jìn)行分析，四相交錯并聯(lián)Boost變換器各開關(guān)管控制電壓由PWM波提供，低側(cè)開關(guān)管（M1～M4）與高側(cè)關(guān)管（M5～M8）的PWM控制信號互補，有8 個工作時間段，主要工作波形如圖2所示。設(shè)輸入電流Iin的占空比為d，公式為

圖2 四相交錯Boost變換器的主要工作波形

式中：ΔLL1、ΔLL2、ΔLL8、ΔLL4分別為1～4相電流紋波；Vin為輸入電壓；L為電感量；Ts為周期。4 個電感電流紋波相加得出輸入電流紋波：

當(dāng)3 個電感電流上升時，1 個電感電流下降，4條支路電感電流相互疊加抵消，減小輸入電流紋波。由式（5）可知，K不大于1，輸入電流紋波始終小于單相電感電流紋波。根據(jù)圖2 中的主要工作波形，分析8個時間段內(nèi)電路的工作情況，8個工作模態(tài)如圖3所示。

1）t0～t1時間段M1、M3、M4開通，IL1、IL3、IL4線性增加，M2斷開，L2為R0供能同時向C0充電，IL2線性減小L2處于放電模式［7］。電路原理如圖3a所示。

2）t1～t2時間段M1、M4開通，IL1、IL4線性增加，M2、M3斷開，L2、L3為R0供能同時向C0充電，IL2、IL3線性減小，L2、L3處于放電模式。電路原理圖見圖3b。

3）t2～t3時間段M1、M2、M4開通，IL1、IL2、IL4線性增加，M3斷開，L3為R0供能同時向C0充電，IL3線性減小，L3處于放電模式。電路原理圖如圖3c所示。

4）t3～t4時間段M1、M2開通，IL1、IL2線性增加，M3、M4斷開，L3、L4為R0供能同時向C0充電，IL3、IL4線性減小，L3、L4處于放電模式。電路原理圖見圖3d。

5）t4～t5時間段M1、M2、M3開通，IL1、IL2、IL3線性增加，M4斷開，L4為R0供能同時向C0充電，IL4線性減小，L4處于放電模式。電路原理圖如圖3e所示。

6）t5～t6時間段M2、M3開通，IL2、IL3線性增加，M1、M4斷開，L1、L4為R0供能同時向C0充電，IL1、IL4線性減小，L1、L4處于放電模式。電路原理圖見圖3f。

7）t6～t7時間段M2、M3、M4開通，IL2、IL3、IL4線性增加，M1斷開，L1為R0供能同時向C0充電，IL1線性減小，L1處于放電模式。電路原理圖如圖3g所示。

圖3 不同時段電流回路

8）t7～t8時間段M3、M4開通，IL3、IL4線性增加，M1、M2斷開，L1、L2為R0供能同時向C0充電，IL1、IL2線性減小，L1、L2處于放電模式。電路原理圖見圖3h。

2 硬件電路設(shè)計

2.1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)設(shè)計

根據(jù)多相交錯并聯(lián)Boost變換器的工作原理和設(shè)計要求，硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。系統(tǒng)主要由ISL78225 控制電路、開關(guān)管的驅(qū)動電路、輸入過壓檢測電路、輸出過壓過流保護(hù)電路、溫度保護(hù)電路等組成。用四相交錯并聯(lián)Boost 拓?fù)渥鳛橹麟娐罚刂齐娐份敵鯬WM波形，驅(qū)動電路驅(qū)動開關(guān)管，保護(hù)電路通過電壓電流數(shù)據(jù)采集對變換器進(jìn)行故障診斷并反饋給控制電路。

圖4 四相交錯并聯(lián)Boost變換器硬件結(jié)構(gòu)框圖

2.2 控制電路

ISL78225 是PWM 控制芯片，芯片的工作頻率為75 kHz到1 MHz可調(diào)，控制方式為峰值電流模式PWM控制與可調(diào)斜率補償。ISL78225有單通道和總平均電流的兩級過流保護(hù)，通過采樣電阻對4相主回路進(jìn)行輸入電流檢測，檢測到的電流作為電流模式控制和過流保護(hù)的參考值。芯片SL78225 通過限制其峰值電流來保護(hù)其他相不受過流狀態(tài)的影響，并且通過芯片內(nèi)部的累加器保護(hù)總電流。引腳MODE 具有可調(diào)自動降相功能，通過比較VMODE和VIOUT的電壓，在輕負(fù)載時利用降相來提高效率。控制電路硬件圖如圖5所示。

圖5 控制電路圖

系統(tǒng)的工作頻率是由芯片內(nèi)部的振蕩器決定的,通過引腳FS 連接的電阻RFS來設(shè)置開關(guān)頻率。開關(guān)頻率fs計算公式為

當(dāng)RFS取360 kΩ時，fs約為100 kHz。引腳SS決定軟啟動開關(guān)時間，引腳SS連接電容CSS設(shè)置軟啟動時間。軟啟動斜坡速率計算公式為

式中：CSS為電容，取22 nf。計算得到S為0.227，軟啟動時間為0.2 ms。

2.3 相位可調(diào)控制

四相交錯Boost 變換器工作在重載時，主要損耗為導(dǎo)通損耗，當(dāng)變換器工作在輕負(fù)載時，主要損耗為開關(guān)損耗。如果變換器在整個負(fù)載范圍內(nèi)以固定相數(shù)運行，在某負(fù)載點以下，系統(tǒng)總效率會大幅度下降，總損耗增加。ISL78225 控制芯片通過檢測總輸入電流并相應(yīng)地降低有源相數(shù)，整個系統(tǒng)可以在整個負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)最佳效率。

變換器相位可調(diào)邏輯如圖6所示，通過輸入電流檢測電阻測得每相輸入電流，經(jīng)過累加器后得出平均輸入總電流。在IOUT引腳和GND之間連接1個RC 網(wǎng)絡(luò)，紋波電流信號被過濾掉，并轉(zhuǎn)換成電壓信號來表示平均輸入總電流IIN。轉(zhuǎn)換公式為

圖6 相位可調(diào)邏輯圖

通過比較VMODE和VIOUT引腳的電壓，自動調(diào)整有源相位數(shù)。當(dāng)VIOUT≤75%VMODE時，變換器工作為3相，VIOUT≤50%VMODE時，變換器工作為2 相。VIOUT與輸入電流成正比，輸入電流又與負(fù)載電流成正比。負(fù)載電流越小，引腳IOUT上電壓越低，變換器相位越少。

2.4 電流檢測電路

每個主回路電感和采樣電阻串聯(lián)，控制芯片ISL78225 通過采集4 路采樣電阻上的電壓信號經(jīng)過控制芯片內(nèi)部電流感應(yīng)放大器（CSA）后得到每一路的電流ISEN。單相主回路電流檢測電路如圖7所示。輸入ISEN（n）P引腳的電流為

圖7 輸入電流檢測

式中：IL為單通道電感電流；RSEN為采樣電阻，取值1 mΩ；RSET為電阻，取值499 Ω。

3 參數(shù)分析

3.1 電感設(shè)計

由于交錯并聯(lián)的4路主電路完全對稱，對于主功率電路中的元器件選型可按1相來計算。以1相電感設(shè)計為例，相關(guān)參數(shù)計算公式為

式中：Dmax為變換器最大占空比；Iin為單相最大平均輸入電流；Lmin為電感值；Kl為電流紋波系數(shù)，取0.4。Vin_min為8 V，Vout為48 V，代入?yún)?shù)計算得Dmax為0.833，Iin為3 A，Lmin為55 μH，在實際中Lmin取86 μH。

3.2 開關(guān)管選用及主要損耗計算

功率開關(guān)管選型為IRF540，Ron小于77 mΩ，tr為39 ns（開啟上升沿時間），tf為24 ns（關(guān)閉下降沿時間），Coss為139 pF（輸出電容）。開關(guān)管的相關(guān)損耗計算公式為

式中：Pon為功率管開通過程的損耗；Irms-mos為主功率管M1～M4的電流有效值；Pc為功率管導(dǎo)通過程的損耗；Poff為功率管關(guān)斷損耗；Ptotal為單路主功率開關(guān)管的總損耗。計算得Pon為0.34 W，Irms-mos為8.8 A，Pc為5.96 W，Poff為0.2 W，Ptotal為6.5 W。同理求得單路同步整流管的總損耗為2.54 W。

4 實驗分析

設(shè)計的變換器如圖8 所示。對系統(tǒng)進(jìn)行加載測試，占空比為0.8，頻率為100 kHz，結(jié)果如圖9～11所示。負(fù)載為20 Ω時，輸入電壓12 V，輸入電流9.8 A，測得輸出電流2.4 A，輸出電壓47.7 V，輸出功率114 W，工作模式為4相，波形如圖9所示。負(fù)載為60 Ω時，輸入電壓12 V，輸入電流4.7 A，測得輸出電流1.1 A，輸出電壓48.1 V，輸出功率52 W，VIOUT的電壓小于900 mV，小于75%VMODE，工作模式為3 相，波形如圖10 所示。系統(tǒng)負(fù)載為470 Ω 時，輸入電壓12 V，輸入電流2.5 A，測得輸出電壓48.3 V，輸出電流0.6 A，VIOUT的電壓為400 mV，小于50%VMODE，工作模式為2相，波形見圖11。

圖8 實物圖

圖9 20 Ω負(fù)載測試波形

圖10 60 Ω負(fù)載測試波形

圖11 470 Ω負(fù)載測試波形

系統(tǒng)進(jìn)行不同負(fù)載的加載測試，負(fù)載切換時通過降低并聯(lián)相數(shù)減少功率管數(shù)目，減少開關(guān)管損耗從而提高整體系統(tǒng)的效率。系統(tǒng)輸出小功率時效率在90%以上，保證在整個功率范圍內(nèi)實現(xiàn)變換器效率的最大化，與傳統(tǒng)變換器相比效率有所提高。輸入電壓恒定12 V，效率測試如表1 所示，效率1是文中研究的變換器效率，效率2是相同負(fù)載下傳統(tǒng)四相變換器效率。

表1 效率測試

從以上不同負(fù)載測試的波形圖和效率測試記錄表可知，系統(tǒng)的輸出效率有所提高，說明提出的新控制方法保證在整個功率范圍內(nèi)實現(xiàn)變換器效率的最大化，而且為后續(xù)研究更大功率的DC/DC變換器打下了基礎(chǔ)。

5 結(jié)論

提出了峰值電流模式PWM控制的相位可調(diào)的控制方法，詳細(xì)說明了其工作原理和控制方法以及主要器件的設(shè)計與選用，并進(jìn)行實驗測試。結(jié)果表明，在輕負(fù)載時選擇合適的工作相數(shù)能提高效率，減少開關(guān)損耗。該變換器采用交錯時序來減小輸入和輸出紋波，在混合動力汽車電池供電的實際應(yīng)用中具備較好的實用性和擴(kuò)展性。