慣性參考單元中音圈電機的多電平驅(qū)動器設(shè)計

屈大明，李醒飛，拓衛(wèi)曉，周 政

(天津大學(xué)精密測試技術(shù)及儀器國家重點實驗室，天津 300072)

0 引言

慣性參考單元(inertial reference unit，IRU)是一種可實現(xiàn)2個方向小角度偏轉(zhuǎn)的平臺，通過低噪聲、寬頻帶的慣性傳感器組反饋控制位于2個正交方向上的推拉驅(qū)動機構(gòu)，從而實現(xiàn)平臺上參考光束的高精度穩(wěn)定，在激光通信、深空探測等領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用[1-3]。目前角度快速調(diào)整微定位機構(gòu)以壓電陶瓷電機致動和音圈電機致動為主。壓電陶瓷基于逆壓電效應(yīng)，驅(qū)動力矩大，響應(yīng)頻率高，但所需驅(qū)動電壓高且行程較小。音圈電機動子與定子間存在必要的間隙，運動過程中允許兩者間發(fā)生小角度偏轉(zhuǎn)，盡管音圈電機工作頻率一般低于壓電陶瓷，但應(yīng)用于百赫茲帶寬的IRU系統(tǒng)是完全可行的[4-5]。功率驅(qū)動器的作用在于為音圈電機提供合適的驅(qū)動電流，在IRU平臺受到擾動時，音圈電機將驅(qū)動器的輸出電流信號轉(zhuǎn)變?yōu)檩敵隽?，?qū)動平臺反方向轉(zhuǎn)動，進而實現(xiàn)平臺的穩(wěn)定。在音圈電機本體推力系數(shù)穩(wěn)定的前提下，驅(qū)動器電流控制性能直接決定推力控制性能。因此，良好的驅(qū)動器設(shè)計是音圈電機性能得到充分發(fā)揮的保證。

近年來，針對音圈電機的驅(qū)動問題，學(xué)者們進行了研究。唐學(xué)軍使用OPA548作為功率放大芯片，完成了音圈電機驅(qū)動器的設(shè)計，其線性度優(yōu)于0.65%，電流紋波大小約為±7.74%[6]。錢俊兵使用MOSFET組成的H橋進行音圈電機驅(qū)動，工作帶寬達到了6.5 kHz，最大驅(qū)動電流為±1.2 A[7]。陳啟明利用線性驅(qū)動器對級聯(lián)H橋拓撲結(jié)構(gòu)的開關(guān)驅(qū)動器進行輸出補償，共同實現(xiàn)音圈電機驅(qū)動，電流紋波降至1.2 mA，電流峰值達10 A[8]。可見，目前音圈電機主要由以大電流運算放大器為基礎(chǔ)的線性驅(qū)動器和以功率開關(guān)器件為基礎(chǔ)的開關(guān)驅(qū)動器兩種方式驅(qū)動。其中，線性驅(qū)動器具有電流紋波小、精度高、響應(yīng)速度快等優(yōu)點，但驅(qū)動效率較低，通常需要配置大體積的散熱裝置，難以實現(xiàn)系統(tǒng)的集成。開關(guān)驅(qū)動器擁有很高的驅(qū)動效率，集成性較好，但由于開關(guān)工作模式的離散特性，導(dǎo)致其存在輸出電流紋波較大的缺陷。綜合上述分析，線性驅(qū)動器難以滿足IRU系統(tǒng)的工作要求，需要通過電流紋波抑制技術(shù)改善開關(guān)驅(qū)動器的輸出紋波，進而滿足IRU系統(tǒng)對大功率、高精度、易集成驅(qū)動器的需求。

通過對開關(guān)驅(qū)動器的工作原理分析可知，影響電流紋波的因素主要包括直流母線電壓、開關(guān)頻率、電感大小等，這也是電流紋波抑制技術(shù)的切入重點。陳啟明仿真了不同輸出電平條件下開關(guān)驅(qū)動器的輸出質(zhì)量，仿真結(jié)果表明，隨著輸出電平數(shù)逐漸增加，輸出電壓諧波含量逐漸降低[8]。郭峰選用GaN器件搭建了開關(guān)驅(qū)動器，通過提高驅(qū)動電路的開關(guān)頻率有效抑制了輸出電流紋波[9]；李海霞等提出了LCCR濾波器結(jié)構(gòu)，并將其應(yīng)用于PWM功率驅(qū)動裝置，最終獲得了快速的高頻衰減特性及良好的阻尼特性[10]。上述研究表明，增加輸出電平數(shù)、提高開關(guān)頻率及附加濾波器均能有效抑制開關(guān)驅(qū)動器的電流紋波。

本文首先分析IRU系統(tǒng)工作原理，建立系統(tǒng)模型，并根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計指標(biāo)和音圈電機選型結(jié)果確定驅(qū)動器設(shè)計指標(biāo)；然后，針對IRU對大功率、低電流紋波驅(qū)動器的需求，提出了一種能夠有效降低開關(guān)驅(qū)動器電流紋波的多電平驅(qū)動器設(shè)計方案，通過采用五電平拓撲結(jié)構(gòu)，降低了開關(guān)驅(qū)動器的直流母線電壓，使用GaN半橋功率級，有效提升了開關(guān)頻率，并在輸出端增加了LCCR濾波器，通過增大輸出端的電感值進一步改善驅(qū)動器的性能；最后，搭建實驗平臺對設(shè)計驅(qū)動器的輸出性能進行測試，驗證所設(shè)計驅(qū)動器的有效性。

1 IRU系統(tǒng)工作原理和驅(qū)動需求分析

1.1 系統(tǒng)工作原理及數(shù)學(xué)模型

IRU系統(tǒng)工作原理如圖1所示[11]。兩自由度柔性鉸鏈作為IRU的支撐結(jié)構(gòu)，為系統(tǒng)提供繞x、y工作方向的轉(zhuǎn)動自由度。音圈電機作為IRU的執(zhí)行器，兩兩對稱排布在x、y方向上，通過推挽驅(qū)動的方式驅(qū)動平臺轉(zhuǎn)動。磁流體動力學(xué)(magnetohydrodynamics，MHD)微角振動傳感器[12]和MEMS陀螺儀實時測量受控對象在慣性空間的振動狀態(tài)，反饋控制音圈電機實現(xiàn)平臺的慣性穩(wěn)定。電渦流位移傳感器測量基座和平臺間的相對角位移，并反饋控制位置控制器實現(xiàn)系統(tǒng)的精確指向。

圖1 IRU系統(tǒng)工作原理框圖

由于IRU系統(tǒng)2個工作軸對稱且具有較低耦合度，僅對系統(tǒng)單軸模型進行分析。IRU系統(tǒng)動力學(xué)模型如圖2所示。

圖2 IRU系統(tǒng)動力學(xué)模型

根據(jù)系統(tǒng)力矩平衡條件可以列出力矩平衡方程：

(1)

式中：M為音圈電機的輸出力矩；kf為電機推力系數(shù)；i為電機電樞電流；l為電機安裝半徑；k為柔性支撐的轉(zhuǎn)動剛度；c為阻尼系數(shù)；θ為IRU臺面轉(zhuǎn)角；J為平臺轉(zhuǎn)動慣量。

音圈電機的電路模型如圖3所示，其中，電機兩端的驅(qū)動電壓為u，產(chǎn)生的反電動勢為ue(反電動勢系數(shù)為ke)，驅(qū)動回路的等效電感為L、等效電阻為R，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，可以得到電壓平衡方程：

(2)

圖3 音圈電機電路模型

聯(lián)立式(1)和式(2)消去i，并對公式進行拉普拉斯變換可以得到系統(tǒng)的傳遞函數(shù)：

(3)

1.2 驅(qū)動需求分析

系統(tǒng)工作時，需要利用驅(qū)動器將控制器輸出的電壓控制信號轉(zhuǎn)換為大電驅(qū)動信號，驅(qū)動音圈電機實現(xiàn)角度的調(diào)整。根據(jù)IRU系統(tǒng)估算的力矩，選用LA15-16-024A型音圈電機完成系統(tǒng)的搭建，其基本性能指標(biāo)為：峰值推力89 N，峰值電流7.02 A。為了滿足IRU系統(tǒng)≤1 μrad分辨率的要求，音圈電機驅(qū)動器需要滿足以下要求：

(1)滿足LA15-16-024A型音圈電機的基本驅(qū)動需求，峰值電流需要大于7.02 A。

(2)為了實現(xiàn)臺面的高精度定位與穩(wěn)定，驅(qū)動器需要具備良好的線性輸出能力、足夠的輸出電流分辨率、較小的輸出電流紋波等。根據(jù)柔性支承剛度值及音圈電機的安裝半徑，可以估算出驅(qū)動器的輸出電流紋波應(yīng)控制在±2.5 mA以內(nèi)，輸出電流分辨率應(yīng)優(yōu)于0.15 mA。

(3)驅(qū)動器的電流環(huán)作為IRU系統(tǒng)控制內(nèi)環(huán)，需要具備足夠的閉環(huán)響應(yīng)速度。IRU系統(tǒng)工作帶寬為100 Hz，電流環(huán)帶寬至少需要達到300 Hz，使用階躍法對帶寬進行估算，得到階躍響應(yīng)上升時間應(yīng)該控制在1.1 ms以內(nèi)。

(4)具備電路保護功能。為了避免驅(qū)動電流過大造成音圈電機損壞以及短路造成器件燒毀，需要為驅(qū)動器配置相應(yīng)的保護電路。

綜上所述，為了滿足IRU系統(tǒng)帶寬及分辨率的要求，驅(qū)動器需要滿足表1所列設(shè)計指標(biāo)。

表1 驅(qū)動器設(shè)計指標(biāo)要求

2 驅(qū)動器硬件設(shè)計

驅(qū)動器硬件部分主要可以分為多電平變換電路、濾波電路、電流采樣電路以及電源管理電路4個部分，如圖4所示。驅(qū)動器采用DC電源供電，通過電源管理電路為系統(tǒng)提供可靠的電源；多電平變換電路是驅(qū)動器的核心部分，實現(xiàn)控制信號到驅(qū)動信號的轉(zhuǎn)換；電流采樣電路既為電流閉環(huán)控制提供了反饋信號，也為整個電路提供了過流保護；濾波電路位于驅(qū)動器輸出接口，用于提升輸出質(zhì)量，最終實現(xiàn)音圈電機的驅(qū)動。

圖4 驅(qū)動器硬件方案框圖

2.1 多電平變換電路

多電平變換電路增加了驅(qū)動器的輸出電平數(shù)，降低了直流母線電壓，從而起抑制輸出電流紋波的作用。該電路采用混合級聯(lián)多電平拓撲結(jié)構(gòu)，如圖5所示，以2個對稱的直流電源(Vdc=15 V)作為驅(qū)動源，通過電平調(diào)整和極性生成部分實現(xiàn)五電平輸出。左側(cè)是電平調(diào)整部分，為級聯(lián)半橋拓撲結(jié)構(gòu)，主要功能是生成正極性的多電平輸出，使用高頻PWM信號控制。為了盡量提升控制頻率，減小輸出紋波，使用GaN半橋功率級LMG5200搭建；右側(cè)是極性生成部分，即H橋逆變電路，用于改變輸出電壓的極性，完成電機的正反向驅(qū)動，控制頻率與信號基頻相當(dāng)。由于此處開關(guān)需要較長時間穩(wěn)定導(dǎo)通，因此選用光伏繼電器PVG612搭建。

圖5 多電平變換電路拓撲結(jié)構(gòu)

用開關(guān)標(biāo)號表示功率開關(guān)，“1”代表開關(guān)閉合，“0”代表開關(guān)斷開，得到開關(guān)狀態(tài)表，如表2所示。

表2 多電平變換電路開關(guān)狀態(tài)表

對于半橋開關(guān)，高端開關(guān)的柵極驅(qū)動需要解決電壓懸浮的問題。LMG5200芯片采用了自舉式電路的結(jié)構(gòu)，通過自舉電容提供偏置電壓。但是，該電路結(jié)構(gòu)存在不能連續(xù)導(dǎo)通的缺陷，限制了PWM控制的占空比。因此，設(shè)計了電荷泵電路為自舉電容充電，維持高端開關(guān)的柵極驅(qū)動電壓。電荷泵電路如圖6所示，HS和HB分別連接至自舉電容的低壓端和高壓端。高端開關(guān)關(guān)斷而低端開關(guān)導(dǎo)通時，自舉電容通過自舉二極管充電；高端開關(guān)導(dǎo)通而低端開關(guān)關(guān)斷時，自舉電容通過該電荷泵電路中LMC555所產(chǎn)生的脈沖進行充電，從而保證開關(guān)的連續(xù)導(dǎo)通。

圖6 電荷泵電路

2.2 濾波電路

為了進一步提升驅(qū)動器的輸出質(zhì)量，在多電平變換電路的輸出端設(shè)計了LCCR濾波電路，如圖7所示，其中，LM和RM分別為音圈電機的等效電感和等效電阻參數(shù)。

圖7 濾波電路結(jié)構(gòu)

LCCR濾波器是一種改進型的濾波結(jié)構(gòu)，它綜合了傳統(tǒng)的LC濾波電路和LCR濾波電路的優(yōu)點，既能滿足高頻衰減的需求，又抑制了系統(tǒng)的諧振。在進行濾波參數(shù)設(shè)計時，首先需要考慮濾波電路諧振頻率的選取。諧振頻率fres與輸入信號基頻fin以及開關(guān)控制頻率fswitch密切相關(guān)，需滿足：

fin<

(4)

其中，fin≤100 Hz，fswitch=50 kHz，式(4)確保了濾波電路能夠有效濾除功率器件開關(guān)產(chǎn)生的諧波，同時，盡量減小相位延時，保證系統(tǒng)的帶寬需求。結(jié)合系統(tǒng)需求，最終將fres的值設(shè)定為5 kHz。

通過Simulink構(gòu)建該濾波電路進行仿真分析，可知，L1和Cd主要影響高頻衰減性能，L1和Cd越大，高頻衰減性能越好，但同時也會減小系統(tǒng)帶寬；C1和R1主要影響諧振抑制性能，C1越大，電路諧振越小。綜合設(shè)計需求及常用阻容參數(shù)，最終得到的設(shè)計參數(shù)為：L1=0.1 mH，Cd=1 μF，C1=10 μF，R1=1 Ω。利用Simulink線性系統(tǒng)分析工具可以得到LCCR濾波電路的伯德圖，如圖8所示。

圖8 LCCR濾波電路伯德圖

2.3 電流采樣電路

電流采樣電路作為驅(qū)動器中的反饋傳感部分，是實現(xiàn)高精度電流控制及可靠電路保護的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。該電路采用分流器法作為電流采樣方案，經(jīng)兩級放大電路放大處理后通過FPGA控制器的AD接口采集，最終計算得到采樣電流。

綜合考慮采樣電阻兩端的電壓變化范圍和功耗，選擇15 mΩ貼片封裝合金電阻VMS-R015作為系統(tǒng)的采樣電阻，同時，該電阻具有較低的溫漂系數(shù)(<20 ppm/K)，保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。1 ppm=10-6。

為了保證電流采樣的精度，放大部分采用了兩級放大的思路。其中，第1級放大電路使用電流檢測放大器INA240搭建，該款芯片具有增強型PWM抑制功能，且輸入端能夠承受遠高于供電電壓的共模電壓，從而將高共模電壓的采樣電壓信號轉(zhuǎn)化為便于進一步處理的單端電壓信號，電路如圖9(a)所示；第2級放大電路使用可編程增益放大器PGA281搭建，該芯片的特點在于可以很方便地通過程序控制其增益大小，從而通過增大較小電流情況下的放大倍數(shù)提升系統(tǒng)在整個電流采樣范圍內(nèi)的采樣精度，電路如圖9(b)所示。

(a)第1級放大電路

2.4 電源管理電路

電源管理電路的作用是為驅(qū)動器提供高精度、高穩(wěn)定性的電源。為了保證高質(zhì)量的電源輸出，將電路的地平面進行了分割，分為功率地(PGND)、數(shù)字地(DGND)以及模擬地(AGND)。其中，功率變換部分屬于PGND，F(xiàn)PGA控制接口部分屬于DGND，電流采樣部分屬于AGND，最后，通過0 Ω電阻實現(xiàn)各部分地平面的單點連接，減少地平面間的相互干擾。

電源管理電路的方案框圖如圖10所示，上側(cè)為數(shù)字電源部分，主要完成驅(qū)動控制部分的電源供給。使用TPS54260將輸入電源轉(zhuǎn)化為5 V輸出至GaN半橋功率級，使用AMS1117-3.3產(chǎn)生的3.3 V電源為隔離芯片供電；下側(cè)是模擬電源部分，主要完成電流采樣電路的電源供給，需要保證其電源精度。首先，使用DC-DC芯片TPS54260生成所需的正負電源，接著，通過低噪聲、高電源紋波抑制比(PSRR)的LDO芯片TPS7A39降低電源輸出紋波，從而得到高質(zhì)量的電源輸出。

圖10 電源管理電路方案框圖

3 驅(qū)動器軟件設(shè)計

驅(qū)動器軟件設(shè)計主要包括多電平變換電路的調(diào)制方法設(shè)計以及電流閉環(huán)控制算法設(shè)計。通過使用Simulink編寫控制算法，實現(xiàn)功率開關(guān)的精確控制。

3.1 調(diào)制方法

在多電平變換電路中，使用基于PWM的方式實現(xiàn)調(diào)制。將S1、S2視為控制單元①，S3、S4視為控制單元②，S5、S6、S7、S8視為控制單元③，如圖11所示。

圖11 控制單元劃分

每個控制單元需要一對反相的控制信號，同時，加入了一定的死區(qū)時間，避免上下管直通造成短路。其中，③僅控制輸出信號的方向，當(dāng)輸入信號為正時，S5和S8導(dǎo)通，S6和S7斷開，輸入信號為負時則相反。在①和②的控制中，使用載波層疊法會使得控制單元①的參考端電平不斷發(fā)生變化，影響驅(qū)動的穩(wěn)定性。結(jié)合對稱電源上下兩個電源單元供電電壓相同的特點，將①作為主調(diào)制單元，輸入高頻PWM信號，②主要提供電平抬升，低壓時輸出0 V，高壓時輸出Vdc。使用Simulink搭建該調(diào)制方法的仿真模型，如圖12(a)所示。輸入信號為正弦信號時各控制單元PWM占空比如圖12(b)所示。其中，PWM頻率為50 kHz。

(a)Simulink仿真模型

通過示波器觀察輸出波形，能夠正常輸出五電平波形，同時，使用powergui模塊的FFT分析功能，得到輸出電壓的總諧波失真(THD)為26.94%。

3.2 電流閉環(huán)控制算法

電流閉環(huán)控制算法采用PI控制器實現(xiàn)，使用Simulink搭建電流閉環(huán)模型，如圖13所示，通過控制信號與電流采樣信號求差值得到電流控制偏差，作為PI控制器的輸入，利用PI控制器調(diào)整功率放大電路的輸入，將輸出電流偏差控制在一定范圍內(nèi)。其中，電流采樣電路中的濾波環(huán)節(jié)會產(chǎn)生一定的延時，因此，在系統(tǒng)的前向通路中加入一個同時間常數(shù)的一階慣性環(huán)節(jié)作為延時補償。

圖13 Simulink電流閉環(huán)模型

4 驅(qū)動器性能測試

為了驗證驅(qū)動器的驅(qū)動性能，搭建了驅(qū)動器性能測試實驗裝置，如圖14所示。其中，線性電源為驅(qū)動器提供穩(wěn)定的直流輸入，電機線圈作為電路負載接入驅(qū)動器的輸出端，控制器通過模數(shù)接口實現(xiàn)對驅(qū)動器的精確控制。

圖14 驅(qū)動器性能測試實驗裝置

4.1 開環(huán)輸出實驗

在不接負載的條件下對驅(qū)動器輸出電壓進行了測試，驗證驅(qū)動器的多電平輸出功能。利用2個示波器探頭進行差分測量，分別將2個探頭接入多電平變換電路輸出正負端，地線端子與驅(qū)動器共地，通過將2個通道的輸出信號求差，可以得到驅(qū)動器輸出電壓波形。將PWM頻率設(shè)置為50 kHz，輸入0.2 Hz正弦波形，得到驅(qū)動器五電平輸出波形如圖15所示。

圖15 驅(qū)動器五電平輸出波形

4.2 電流閉環(huán)輸出實驗

在電流閉環(huán)輸出實驗中，將電機線圈接入驅(qū)動器輸出端，通過6位半數(shù)字萬用表監(jiān)測流經(jīng)電機線圈的電流，對驅(qū)動器輸出電流特性進行測試。

4.2.1 輸出非線性度實驗

在輸出非線性度實驗中，設(shè)置了從1 mA到1.2 A的一系列數(shù)據(jù)點，由于電流繼續(xù)增大會導(dǎo)致電機線圈發(fā)熱嚴(yán)重，因此最大僅設(shè)置到1.2 A。通過上位機設(shè)置輸入電壓值，使用6位半數(shù)字萬用表記錄實際電流數(shù)據(jù)，根據(jù)得到的數(shù)據(jù)點繪制輸出電流擬合曲線(如圖16所示)，計算得到輸出非線性度為0.3%，可知驅(qū)動器具有良好的輸出線性度。

圖16 輸出非線性度實驗

4.2.2 輸出電流分辨率實驗

為了滿足系統(tǒng)控制精度要求，輸出電流分辨率至少需要達到0.15 mA。以10 mA輸出電流為起始數(shù)據(jù)點，每0.1 mA設(shè)置一個數(shù)據(jù)采集點，進行輸出電流分辨率實驗。經(jīng)過實驗得到擬合曲線如圖17所示，可知輸出電流分辨率可以達到0.1 mA。

圖17 輸出電流分辨率實驗

4.2.3 輸出電流紋波實驗

將6位半數(shù)字萬用表的采樣率提高至10 kHz，觀察驅(qū)動器的輸出電流紋波。分別在5 mA小電流和1 200 mA大電流狀態(tài)下進行紋波采集，得到輸出電流紋波狀態(tài)分別如圖18(a)和圖18(b)所示，計算可得5 mA時紋波峰峰值為±0.7 mA，1 200 mA時紋波峰峰值為±1.7 mA，輸出電流紋波滿足設(shè)計需求。

(a)5 mA

4.2.4 階躍響應(yīng)上升時間實驗

為了測試驅(qū)動器的快速響應(yīng)能力，進行了階躍響應(yīng)上升時間實驗。通過上位機設(shè)置0.1 A的階躍響應(yīng)信號，啟動測試后，同時記錄指令電流和實際電流情況，將所記錄的數(shù)據(jù)繪制為階躍響應(yīng)曲線，如圖19所示，其中Δt代表階躍響應(yīng)上升時間，根據(jù)實驗曲線可以得知階躍響應(yīng)上升時間為1 ms，無明顯超調(diào)。

圖19 階躍響應(yīng)上升時間實驗

5 結(jié)束語

為了應(yīng)對IRU中音圈電機電流控制面臨大電流、高精度、易集成等問題，結(jié)合開關(guān)驅(qū)動器驅(qū)動電流大、集成性好，但是輸出電流紋波較大的問題，設(shè)計了一種基于PWM的混合級聯(lián)多電平驅(qū)動器，以降低驅(qū)動器紋波水平，滿足IRU系統(tǒng)需求。通過搭建實驗平臺進行測試，證明了該驅(qū)動器能夠滿足IRU系統(tǒng)的設(shè)計要求。同時，該設(shè)計也為IRU穩(wěn)定精度的提升擴展了方向。