具同步整流的有源箝位反激雙路輸出DC/DC變換器設(shè)計

金 陽, 張 森, 程 銘

0 引 言

隨著航天、航空等先進(jìn)裝備中飛行控制、慣性技術(shù)、伺服技術(shù)等電子系統(tǒng)的飛速發(fā)展,對雙路輸出DC/DC變換器的效率和輸出電流提出了更高的要求。

雙路輸出DC/DC變換器設(shè)計常采用結(jié)構(gòu)簡單、易實現(xiàn)多路輸出、可靠性高的反激電路拓?fù)?。傳統(tǒng)反激電路拓?fù)涠蝹?cè)整流中的肖特基二極管正向?qū)▔航狄话愀哂?.2 V,整流損耗在總損耗中占較大比例,需要采用低導(dǎo)通阻抗的同步整流管代替肖特基二極管,降低整流損耗[1]。同時,反激電路拓?fù)漭斎腚妷悍秶鷮?二次側(cè)同步整流電路驅(qū)動電路無法滿足寬輸入電壓的應(yīng)用要求。因此,需要結(jié)合有源箝位技術(shù)將功率管上尖峰電壓箝位,實現(xiàn)一次側(cè)功率管的零電壓開通和同步整流管的零電流關(guān)斷,提升反激電路拓?fù)涞男屎洼敵鲭娏鳌?/p>

通過對有源箝位反激電路拓?fù)?、同步整流電路進(jìn)行分析,完成電路仿真和樣機(jī)驗證,本文設(shè)計實現(xiàn)了一款14～40 V直流電壓輸入,±5 V/6 A雙路輸出DC/DC變換器,典型效率達(dá)86%,具有轉(zhuǎn)換效率高、輸出電流大等優(yōu)點。雙路輸出DC/DC變換器采用厚膜混合集成工藝制作,能夠滿足航天、航空等高可靠電源應(yīng)用領(lǐng)域的使用要求。

1 電路工作原理

1.1 有源箝位模式

反激電路拓?fù)渲杏性大槲浑娐酚袃煞N模式:直接加在變壓器一次側(cè)兩端的高邊箝位和直接加在功率MOSFET管兩端的低邊箝位。

高邊箝位采用N溝道MOSFET管,比低邊箝位所用的P溝道MOSFET管易于選型。低邊箝位的優(yōu)勢是驅(qū)動電路簡單,為了簡化電路結(jié)構(gòu),設(shè)計雙路輸出DC/DC變換器采用低邊箝位模式。低邊箝位電路如圖1所示。

圖1 低邊箝位電路

當(dāng)功率開關(guān)管VT1斷開時,電路工作時勵磁電感上的電壓將會被箝位,忽略二次側(cè)整流管VD導(dǎo)通后變壓器漏感和箝位電容Cclamp之間的諧振,計算得到箝位電容Cclamp承受的電壓約為[2]

(1)

式中:Uc_clamp——箝位電容電壓應(yīng)力;

N——變壓器匝比;

Uo——輸出電壓;

Lm——變壓器勵磁電感;

Lk——變壓器漏感;

Uin—— 輸入電壓。

當(dāng)功率開關(guān)管VT1閉合后,其漏源極電壓被迅速拉低,此時箝位開關(guān)管VT2承受的電壓近似等于箝位電容Cclamp兩端的電壓。

1.2 有源箝位反激電路工作原理

有源箝位反激電路拓?fù)涞墓ぷ髂Ｊ脚c傳統(tǒng)反激電路一樣,分別為連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)、斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)和臨界導(dǎo)通模式(BCM)。根據(jù)±5 V/6 A雙路輸出DC/DC變換器設(shè)計要求,反激電路工作于CCM模式時,一次側(cè)功率管與二次側(cè)同步整流管可能存在共同導(dǎo)通現(xiàn)象,產(chǎn)生較大的共通電流,大幅降低有源箝位反激電路的轉(zhuǎn)換效率。同時,隨著輸入電壓降低至14 V,該共通電流會持續(xù)增大。

為避免以上問題,在最低輸入電壓、最大占空比條件時,設(shè)計雙路輸出DC/DC變換器工作于BCM模式,反激變壓器的勵磁電流為雙向流動[3]。

BCM模式時,有源箝位反激電路每一開關(guān)周期的工作狀態(tài)可分為7個階段。有源箝位反激電路工作狀態(tài)(BCM)如圖2所示。

圖2 有源箝位反激電路工作狀態(tài)(BCM)

狀態(tài)1(t0～t1):一次側(cè)功率管VT1處于開通狀態(tài),箝位管VT2和整流管VD處于關(guān)斷狀態(tài),變壓器一次側(cè)繞組承受的電壓約等于輸入電壓,勵磁電流線性上升,能量存儲在勵磁電感Lm中。

狀態(tài)2(t1～t2):VT1關(guān)斷,VT2和VD保持關(guān)斷,一次側(cè)繞組勵磁電流為寄生電容充電,VT1漏源極電壓上升。

狀態(tài)3(t2～t3):VT1、VT2保持關(guān)斷,二極管VD2導(dǎo)通,勵磁電感Lm、漏感Lk和箝位電容Cclamp諧振,VT1和Cclamp的電壓諧振上升,此過程中,變壓器一次側(cè)電壓小于N·Uo,VD繼續(xù)保持關(guān)斷。

狀態(tài)4(t3～t4):VT1保持關(guān)斷,VT2開通,變壓器一次側(cè)電壓諧振至N·Uo,二次側(cè)VT3開通,變壓器兩端電壓被箝位,勵磁電感Lm向二次側(cè)傳輸能量,勵磁電流線性下降。漏感Lk與箝位電容Cclamp繼續(xù)諧振,在t4時刻漏感Lk電流諧振到0。

狀態(tài)5(t4～t5):漏感Lk與箝位電容Cclamp開始反向諧振,Lm繼續(xù)向二次側(cè)傳輸能量,勵磁電流線性下降至零,儲存的能量全部釋放完畢,二次側(cè)VD的電流降低為0并關(guān)斷。Lm重新串聯(lián)進(jìn)入諧振回路,Lm和Lk的電流一起反向增加。

狀態(tài)6(t5～t6):二次側(cè)電流始終保持為0,一次側(cè)勵磁電流繼續(xù)反向增加,反激電路采用同步整流技術(shù)時,將為其實現(xiàn)ZCS關(guān)斷提供條件。

狀態(tài)7(t6～t7):VT2關(guān)斷,一次側(cè)勵磁電流向寄生電容充電或者放電。負(fù)向的勵磁使VT1電壓持續(xù)下降,在t7時刻,VT1電壓降為零,實現(xiàn)VT1的ZVS開通,反激電路重新進(jìn)入新周期。

2 有源箝位反激電路設(shè)計

根據(jù)上述設(shè)計思路,對14～40 V直流電壓輸入,±5 V/6 A雙路輸出DC/DC變換器進(jìn)行電路參數(shù)設(shè)計。

2.1 變壓器設(shè)計

變壓器設(shè)計為銅帶繞組平面變壓器,采用RM6型磁芯,磁材為TPW33。有源箝位反激電路在最低輸入電壓14 V時,最大占空比為0.65,變壓器匝數(shù)比N計算公式[4]為

(2)

式中:Uin(min)——最低輸入電壓;

Udson_SQ——功率管導(dǎo)通壓降;

Udson_SR——整流管導(dǎo)通壓降;

Dmax——最大占空比。

經(jīng)查詢,磁芯截面積Ae為36.6 mm2;磁通密度變化量ΔBm設(shè)為0.25 T。根據(jù)磁通密度與匝數(shù)之間的關(guān)系,變壓器二次側(cè)匝數(shù)Ns計算公式為

(3)

式中:Dmin——最小占空比;

植物體內(nèi)同化物的流動具有向庫性，和植物具有向光性都是植物的特性。植物具有向光性，但如果沒有光，植物的向光性就顯示不出來。同樣，植物體內(nèi)的同化物，在沒有庫信號的情況下，也就只能停在原處不動。“小麥籽粒的干物質(zhì)約有40%來源于旗葉，如果把正在灌漿的麥穗剪掉……結(jié)果同化物多以淀粉的形式積累于葉片中”[《植物生理學(xué)》（2016年7月第一版）（中國林業(yè)出版社）（第173頁第25行）]。這個實驗證實了同化物的移動與庫信號相關(guān)聯(lián)。

Ae——磁芯截面積;

fs——開關(guān)頻率;

ΔBm——磁通密度變化量。

DC/DC變換器的開關(guān)頻率為340 kHz,變壓器一次側(cè)電感Lm計算公式為

(4)

式中:Pin——輸入功率。

通過以上計算,有源箝位反激變壓器的匝數(shù)比N=4,二次側(cè)雙路線圈的匝數(shù)均為1圈,一次側(cè)線圈匝數(shù)為4圈,一次側(cè)線圈電感量為2 μH。

為保證反激變壓器一次側(cè)勵磁電流在諧振時能夠反向過零,在最低輸入電壓時,一次側(cè)勵磁電流的紋波系數(shù)需大于2[5]。將上述相關(guān)參數(shù)代入式(5)中檢驗一次側(cè)勵磁電流紋波系數(shù)λL為

(5)

式中:λL——勵磁電流紋波系數(shù);

Io——輸出電流。

2.2 一次側(cè)功率管設(shè)計

一次側(cè)功率管承受的電壓應(yīng)力Uds_Q和峰值電流Ipeak_Q的計算公式為

Uds_Q=Uin(max)+N·Uo

(6)

(7)

經(jīng)計算,一次側(cè)功率管承受的電壓應(yīng)力Uds_Q=60.8 V,峰值電流Ipeak_Q=9.4 A。按照軍用Ⅰ級降額要求,選取的功率管耐壓值為150 V,漏源極電流大于20 A。

2.3 箝位電容設(shè)計

首先,箝位電容的耐壓需滿足軍用Ⅰ級降額要求;其次,箝位電容需優(yōu)選等效串聯(lián)電阻ESR較小的多層片式陶瓷電容。電容的容值大小主要根據(jù)以下條件確定:箝位電容與變壓器漏感的諧振周期遠(yuǎn)大于功率管開關(guān)周期。

箝位電容承受電壓Uclamp計算公式為

(8)

根據(jù)諧振周期遠(yuǎn)大于功率管開關(guān)周期的要求,箝位電容Cclamp容值計算公式為

(9)

式中:T——開關(guān)周期。

經(jīng)計算,箝位電容承受的電壓應(yīng)力Uclamp=57.5 V,電容容值Cclamp=0.27～1.1 μF。根據(jù)軍用Ⅰ級降額要求和電路調(diào)試,選擇耐壓200 V,容值為0.33 μF的多層片式陶瓷電容。

2.4 同步整流電路設(shè)計

DC/DC變換器輸出為±5V/6A,為提升轉(zhuǎn)換效率,雙路輸出需采用同步整流技術(shù)降低整流損耗。為保證同步整流電路可靠工作,其驅(qū)動電路設(shè)計非常關(guān)鍵。

一般反激電路中同步整流管驅(qū)動按驅(qū)動電壓獲取方式可分為外驅(qū)動和自驅(qū)動[6]?？紤]雙路輸出DC/DC變換器的小型化設(shè)計,結(jié)合反激變壓器采用結(jié)構(gòu)簡單、驅(qū)動電壓可調(diào)的輔助繞組自驅(qū)動電路。通過變壓器輔助繞組T1D和T1E采樣驅(qū)動信號,輸出同步整流管的驅(qū)動電壓。雙路輸出同步整流電路如圖3所示。

圖3 雙路輸出同步整流電路

根據(jù)反激電路拓?fù)涞墓ぷ髟?同步整流管的柵極驅(qū)動電壓通過變壓器輔助繞組T1D和T1E的匝數(shù)確定,驅(qū)動電壓跟隨輸出電壓變化,受輸入電壓影響小。通過合理設(shè)計匝比,同步整流管的驅(qū)動電壓設(shè)為5 V。

在最高輸入電壓時,反激電路中同步整流管VT1和VT2的電壓應(yīng)力最大且基本一致?？紤]到漏感引起的電壓尖峰,同步整流管VT1和VT2的峰值電壓Uds_V計算公式為

(10)

在最低電壓輸入,滿載時同步整流管峰值電流Ipeak_V計算公式為

(11)

經(jīng)計算,同步整流管VT1和VT2承受的電壓應(yīng)力Uds_V=22.8 V,峰值電流Ipeak_V=30 A。按照軍用Ⅰ級降額要求,選取的同步整流管耐壓值為60 V,漏源極電流大于60 A。

3 仿真與實驗驗證

3.1 功率電路仿真

根據(jù)上述設(shè)計方案,采用Saber軟件對電路進(jìn)行仿真驗證,驗證設(shè)計合理性。

功率管和箝位管漏源極電壓仿真波形圖4所示。

圖4 功率管和箝位管漏源極電壓仿真波形

同步整流管漏源極電壓仿真波形如圖5所示。

由圖4和圖5的仿真結(jié)果表明,上述設(shè)計方案的雙路輸出DC/DC變換器功率電路可以實現(xiàn)穩(wěn)定工作。

圖5 同步整流管漏源極電壓仿真波形

3.2 樣機(jī)實驗驗證

按照上述有源箝位反激電路技術(shù)方案制作了實驗樣機(jī)。樣機(jī)性能參數(shù)如表1所示。

表1 樣機(jī)性能指標(biāo)

一次側(cè)功率管、箝位管和同步整流管的漏極和柵極波形分別如圖6～圖8所示;輸出電壓啟動波形如圖9所示。測試結(jié)果表明實驗樣機(jī)滿足設(shè)計要求。

圖6 一次側(cè)功率管漏極和柵極波形

圖7 箝位管漏極和柵極波形

圖8 同步整流管漏極和柵極波形

圖9 輸出電壓啟動波形

實驗樣機(jī)在14 V、28 V、40 V輸入條件下,測試不同負(fù)載時效率。電源的損耗主要為變壓器損耗與功率管損耗。28 V輸入電壓時,變壓器損耗較為均衡,功率管導(dǎo)通損耗小,因此轉(zhuǎn)換效率較高,滿載效率達(dá)86%。效率曲線如圖10所示。

圖10 效率曲線圖

4 結(jié) 語

本文重點對有源箝位反激電路拓?fù)涔ぷ髟?、有源箝位反激電路參?shù)設(shè)計進(jìn)行分析,設(shè)計了一款具同步整流的有源箝位反激雙路輸出DC/DC變換器。電路仿真和實驗樣機(jī)測試結(jié)果表明,DC/DC變換器在14～40 V輸入電壓范圍工作性能良好,效率高達(dá)86%,可廣泛應(yīng)用于航天、航空領(lǐng)域,達(dá)到了設(shè)計目標(biāo)要求。