一種雙向同源相參微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)*

吉 憲，劉 朋，左朋莎，祁 帥，亢海龍

(中航光電科技股份有限公司，河南 洛陽 471003)

1 引言

20世紀70年代初期，關于微波光纖傳輸技術的研究就己經(jīng)開始，并且涉及的研究領域非常廣闊。微波光子技術具有許多優(yōu)點，如抗電磁干擾、傳輸損耗小、輕便靈活、帶寬大和易于構造等，是目前研究較多的光纖傳輸技術。利用光纖傳輸微波信號不僅可以克服傳統(tǒng)相控陣天線[1 - 3]只能向特定方向輻射波束的弊端，而且還能夠縮小相控陣天線雷達的尺寸，使得雷達重量更輕且信號傳輸損耗更小。在相控陣雷達系統(tǒng)中，多組陣元同時產(chǎn)生的多波束信號需要多個分布式收發(fā)模塊和鏈路網(wǎng)絡復雜的控制臺。傳統(tǒng)的微波器件傳輸分配技術，通常使用多個微波移相器和波導互連傳輸分配系統(tǒng)，這會造成整個系統(tǒng)體積笨重、損耗大、電磁干擾強、信號相位受溫度影響變化大等諸多缺點[4]，使其很難適應需求。使用光纖對微波信號進行傳輸，可以有效地避免以上問題，并且可以解決射頻電纜產(chǎn)生的一些弊端。但是，由于光纖受外界環(huán)境(例如溫度)影響較大，使得信號相位在光纖中傳輸時無法保持穩(wěn)定[5]，為了解決微波信號在光纖傳輸中相位受溫度等外界環(huán)境的影響，微波光纖穩(wěn)相技術成為了急需開發(fā)的技術。

外界環(huán)境中的溫度、振動和微擾動等均對微波信號調(diào)制到光信號上的相位有影響，其中溫度變化和機械振動產(chǎn)生的影響最大，兩者均在不同程度上影響光鏈路中信號的傳輸時延，進而導致傳輸信號相位出現(xiàn)隨機抖動[4 - 6]。傳輸信號的相位出現(xiàn)漂移，相位不穩(wěn)定[7]，這對分布式天線系統(tǒng)精確饋相、空間系統(tǒng)應用中的穩(wěn)相傳輸和分布式系統(tǒng)中的時鐘同步都有較大的影響[8]。因而開發(fā)一種相位實時補償?shù)姆€(wěn)相系統(tǒng)，是微波光子傳輸技術中最重要的一部分。

本文針對微波信號光纖穩(wěn)相傳輸技術，首次利用光路自動相位補償?shù)淖苑答伡夹g對寬帶射頻微波信號的相位進行自動相位補償，實現(xiàn)穩(wěn)相傳輸，同時利用多種光學器件經(jīng)過不同方式的搭建實現(xiàn)了光信號的雙向同源相參穩(wěn)相傳輸。

2 設計方案

本文設計方案的核心思路是：(1)利用恒溫晶振產(chǎn)生相位穩(wěn)定的參考信號作為光纖穩(wěn)相信號的基準信號，在光纖中利用波分復用技術以及光路可逆的原理，實現(xiàn)基準信號與被穩(wěn)相的射頻微波信號同光纖傳輸；(2)利用雙平衡混頻器DBM(Double Balanced Mixer)作為鑒相器對參考信號在光纖傳輸中的相位進行識別采樣，同時利用單片機控制程序對由外界因素造成的相位變化進行補償，實現(xiàn)相位實時補償，從而完成射頻微波信號在光纖中的穩(wěn)相傳輸；(3)利用波分復用和光環(huán)形器巧妙地實現(xiàn)了上下行信號在不同位置進行雙向同參考源鑒相，實現(xiàn)雙向控制光鏈路中對應光程的變化。穩(wěn)相控制系統(tǒng)中的控制部分根據(jù)穩(wěn)相設備環(huán)境需要，可放在前端設備中也可放在后端設備中。

利用恒溫晶振輸出3路同參穩(wěn)定的2 GHz信號。一路經(jīng)過電光轉換與被穩(wěn)相的射頻光信號進行同光纖傳輸，利用2組相同的光環(huán)形器和波分復用器將該路光信號由后端設備返回到前端設備，再經(jīng)過光電轉換模塊以及射頻放大電路將光信號還原為射頻信號，最后與另外一路同參信號進行鑒相。該方案中采用的是雙平衡混頻器，對頻率源輸出的一路射頻信號經(jīng)過光纖傳輸后轉換為射頻信號作為混頻器的射頻RF(Radio Frequency)輸入端;由頻率源輸出的另外一路同參的信號收入到混頻器的本振LO(Local Oscillator)輸入端，由雙平衡混頻器的中頻IF(Intermediate Frequency)端輸出一個隨RF端和LO端信號相位差變化的直流信號，在IF輸出端加一個低通濾波器，將RF和LO泄露到IF端的高頻信號進行濾波處理；然后由采樣電路完成對相位差的識別，再通過單片機控制可調(diào)電動延時線VODL(Variable Optical Delay Line)進行相位補償。具體的自反饋微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。

Figure 1 Principle block diagram of self feedback microwave optical fiber phase stabilization transmission system圖1 自反饋微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)原理框圖

2.1 基于雙平衡混頻器的相位識別原理

混頻器根據(jù)構成方式可分為單端混頻器SEM(Single Ended Mixer)、單平衡混頻器SBM(Single Balanced Mixer)、雙平衡混頻器DBM和鏡像抑制混頻器IRM(Image Rejection Mixer)等。單端混頻器的優(yōu)點是電路簡單、損耗小(匹配電路會引入損耗)、噪聲??；缺點是隔離度差、動態(tài)范圍小、諧波抑制差和中頻輸出需要濾波器。本文方案需要中頻輸出一個直流信號，故不可以采用單端混頻器實現(xiàn)。

雙平衡混頻器由2個單平衡混頻器構成，其特點是電路復雜但各個端口可以互換，本振到射頻和中頻的隔離度較好且容易濾波，噪聲系數(shù)指標也較好，同時具有良好的偶次諧波雜散抑制效果，具體原理如圖2所示。本文所選雙平衡混頻器組件(中頻輸出端帶低通濾波器)為HMC213，其具體參數(shù)如表1所示。

Figure 2 Principle diagram of double balanced mixer圖2 雙平衡混頻器原理框圖

根據(jù)雙平衡混頻器的工作原理，在IF輸出端存在的信號包含“和頻信號”“本振信號”和隨LO和RF輸入相位差變化的一個“零頻信號”。在IF輸出端增加一個低通濾波器可以將“本振信號”和“和頻信號”濾除，最終在IF輸出端輸出一個直流信號。針對2 GHz本振信號，通過改變LO與RF輸入端的相位差，IF輸出端信號可得到對應不同相位差的輸出電壓值。設f1和f2為同參不同相的信號，分別對應混頻器的LO輸入和RF輸入,如式(1)和式(2)所示：

Table 1 Specific parameters of double balanced mixer表1 雙平衡混頻器具體參數(shù)

f1=acos(wt+φ1)

(1)

f2=a′cos(wt+φ2)

(2)

設f′為從混頻器中頻接口輸出的信息，其計算如式(3)所示：

f′=f1*f2=

[acos(wt+φ1)]*[a′cos(wt+φ2)]=

(3)

其中,a和a′為信號波幅，w為信息號角頻率，t為信號時間，φ1和φ2為相位偏移量。LO輸入和RF輸入均為同頻率相參信號，所以w是一樣的，通過混頻后，輸出2種信號:一種信號角頻率為2w，經(jīng)過低通濾波器可以將角頻率為2w的信號濾除，其IF端輸出只存在與LO與RF 2路信號相位差相關的一個常數(shù)，IF輸出的電壓值為以LO與RF的相位差為變量的一個余弦函數(shù)。所選雙平衡混頻器組件的原理框圖如圖3所示。

Figure 3 Principle diagram of double balanced mixer module圖3 雙平衡混頻器組件原理框圖

將雙平衡混頻器LO和RF之間的相位差作為變量，通過對IF端輸出電壓進行測量，得知其電壓值隨LO和RF相位差變化而變化，根據(jù)IF輸出電壓值與LO和RF的相位差之間的關系進行擬合，可以得到一個標準的三角函數(shù)，如式(1)所示。對比固定LO輸入、改變RF輸入的相位大小和固定RF輸入、改變LO輸入的相位大小，可以得到IF端輸出的電壓曲線對比圖。實際測試數(shù)據(jù)圖和擬合曲線圖如圖4所示。

Figure 4 Relationship between IF output voltage and phase difference between LO and RF圖4 IF輸出電壓與LO和RF相位差的對應關系

從圖4可以看出，以本振為參考的輸出電壓幅度比以RF為參考的IF輸出電壓幅度大，可以從IF輸出端的電壓判斷出其LO和RF之間的相位差的大小，再通過控制電動延時線對相應鏈路的相位進行調(diào)整，使得其IF輸出電壓逐漸變小，直到LO和RF之間的相位差為外界環(huán)境對光纖所引起相位變化的初始值。實際測試情況與理論計算相近。

2.2 相位變化的自動采樣電路

由于從雙平衡混頻器輸出的電壓值存在負數(shù)部分，而AD采樣范圍為0～2.4 V，因此利用減法電路將負數(shù)部分進行修正。圖5為采樣控制電路原理圖。該電路由2個運放組成，首先AD采樣輸入后，利用一個電壓跟隨電路把采樣電壓穩(wěn)定傳輸?shù)讲罘直容^電路中，通過改變差分輸入端的參考電壓值，確定X的范圍，圖5中的滑動變阻器可以調(diào)整的值為0～1.1 V，而AD采樣的輸入值為-0.4～0.4 V，所以能夠修正AD采樣輸入端的電壓。后一級為一個比例放大電路，通過調(diào)整R7和VR的大小使其輸入到單片機的AD采樣端的電壓在0～2.4 V。所選LM158的最小采樣電壓精度為2 mV，而雙平衡混頻器2 GHz信號相位差與中頻輸出相位的關系近似5 mV/Degree，因此其可以滿足相位差對采樣電壓的要求。

Figure 5 Principle diagram of AD sampling circuit圖5 AD采樣電路原理框圖

2.3 相位自動識別的軟件控制原理

該穩(wěn)相設備軟件控制的主要思路為：光纖穩(wěn)相設備上電后，單片機AD采樣端口連接鑒相器IF端，完成對基準信號相位差信息的采集;然后單片機通過串口控制VODL的延時量來調(diào)整光鏈路的相位，再通過鑒相器采樣調(diào)整光鏈路的相位，最終達到穩(wěn)相的目的。

軟件執(zhí)行流程如圖6所示，產(chǎn)品上電后首先進行初始化，步進電機歸位；然后單片機使其移動到VODL中間位置，通過單片機AD接口采集電壓并將其換算成光路相位值，該值是產(chǎn)品的基礎相位；產(chǎn)品實時采集當前相位，判斷當前相位和基礎相位差是否在8°以內(nèi)，如果超出8°則驅動電動延遲線調(diào)整相位。

Figure 6 Flow chart of software execution 圖6 軟件執(zhí)行流程框圖

在實時采集當前相位時，分別使用算術平均濾波法和遞推平均濾波法對采集到的數(shù)據(jù)進行濾波。算術平均濾波可以過濾掉隨機信號產(chǎn)生的干擾，遞推平均濾波可以過濾掉周期信號的干擾，2種濾波算法結合起來可以最大限度地消除干擾信號。具體做法為：單片機每1 ms采集1次AD值，1 ms采集1 000次數(shù)據(jù)，對這1 000個數(shù)據(jù)做算術平均濾波處理后，作為1個數(shù)據(jù)元素，取10個數(shù)據(jù)元素長度做遞推平均濾波處理，經(jīng)過2種濾波后的數(shù)據(jù)作為當前的相位值。

算術平均濾波法：連續(xù)取N個采樣點，對N個點進行算術平均。

遞推平均濾波法：把連續(xù)N個采樣值看成一個隊列，隊列以先進先出為原則，隊列的長度固定為N，每次采樣到一個新數(shù)據(jù)就放入隊尾，并扔掉原來隊首的數(shù)據(jù)，把留在隊列里的N個數(shù)據(jù)進行算術平均，得出的結果就是遞推平均濾波的結果。

2.4 基于VODL的光域相位補償

射頻微波信號經(jīng)過光纖傳輸時，由于光纖受外界環(huán)境影響較大，射頻微波信號在傳輸時其相位也會受到外界溫度影響。光纖溫度的變化會影響光纖的長度(熱脹冷縮)和光纖的折射率。光纖長度和折射率的變化會影響光信號的傳輸路徑和傳輸速度，進而引起射頻信號電長度變化，相位也隨之改變。相位隨溫度變化的計算過程如下：

(4)

影響相位穩(wěn)定性的因素有很多，最主要的是環(huán)境溫度變化引起的相位漂移[5],所以式(4)對溫度T求導得到式(5)：

L*(δN/δT))/c)

(5)

其中,δL/δT是光纖的熱膨脹系數(shù)，K=δN/δT是光纖的折射率溫度系數(shù)。一般的單模光纖的折射率溫度系數(shù)遠大于光纖的熱膨脹系數(shù)，故δL/δT忽略不計，式(5)變?yōu)槭?6):

(6)

設溫度變化為ΔT，光纖中的相位變化量如式(7)所示：

(7)

大多數(shù)熔融石英的熱膨脹系數(shù)α在-150～150 ℃時為(5.5～8.5)×10-7/℃，光纖的長度幾乎不隨溫度而變化，而單模光纖的折射率溫度系數(shù)為7.62×10-6/℃(@1 310 nm)和8.11×10-6/℃(@1 550 nm)，比熱膨脹系數(shù)大一個量級，因此，在短距離傳輸時熱脹冷縮帶來的相位變化幾乎可以忽略。

決定各路信號相位大小的因素主要有鏈路光纖長度、波分復用器各個通道的光程差[7 - 10]、光分路器各個通道光纖的長度、各路器件的一致性、射頻放大器中微帶線的長度和同軸線的長度。鏈路中各個通道的光纖長度均控制在1 mm以內(nèi)，頻率為1 GHz，光纖長度變化為1 mm時，實際相位變化值為1.8°。

相位隨著溫度的變化而變化，所以在本文中增加了相位反饋控制模塊，將相位控制在一定的范圍之內(nèi)，且實時跟蹤。

根據(jù)混頻器計算公式可以得到IF輸出的電壓如式(8)所示：

(8)

經(jīng)過低通濾波器后實際輸出如式(9)所示：

(9)

所以：

V′IF=-0.5[cos(φ1-φ2)]

(10)

將不同相位差代入式(10)中，可以得到相位差為0°時，IF輸出電壓為-0.5 V；當相位差為180°時，IF輸出電壓為0.5 V；當相位差為8°時，IF輸出電壓為-0.495 V；當相位差為5°時，IF輸出電壓為-0.498 V。因此該平衡混頻器能識別的最小相位差為5°。

1 550 nm波長的光信號在光纖中的折射率為1.467，其在光纖中的傳輸速度為2.045×108m/s[11,12]，而31 GHz信號在光纖中的波長為6.6 mm；330 ps光纖延時線對31 GHz信號的可移動相位為3 681.0°；0.1 ps光纖延時線對于1 GHz信號可改變相位0.36°，對于31 GHz信號可改變相位11.2°；選用的VODL最小步進為0.01 ps，對于31 GHz信號的可改變相位為1.12°，技術指標要求±8°，可以滿足需求。

產(chǎn)品的使用環(huán)境溫度為室溫，其溫度變化率較低，不會有劇烈溫變，所以利用該調(diào)節(jié)方案可以滿足相位指標的要求。

3 微波光纖穩(wěn)相傳輸?shù)南到y(tǒng)實驗

微波光纖穩(wěn)相傳輸系統(tǒng)共設計了6路微波信號(3路上行信號，3路下行信號)，利用波分復用器、光環(huán)形器和光分路器進行光路設計，將上下行信號穩(wěn)相反饋控制部分集成于穩(wěn)相前端設備中，以完成上下行信號穩(wěn)相傳輸?shù)膮⒖夹盘柾聪鄥?。微波光纖傳輸系統(tǒng)采用3根1 km的2芯G.652光纜，每根光纜傳輸1路上行微波光信號和1路下行微波光信號。

常溫下分別對上行鏈路和下行鏈路進行了相位測試。由于不同頻率下的相位近似呈線性變化，在上行測試頻點為31 GHz，下行測試頻點為21 GHz時分別測試了接入相位反饋控制調(diào)節(jié)鏈路和不接入相位反饋控制調(diào)節(jié)鏈路2種情況，測試時間為120 min，分別在上午和下午不同時段進行相位測試，1 km光纖成盤狀固定，分別對每路微波信號的絕對相位進行測試，測試數(shù)據(jù)如表2所示。從實際測試結果可以看出，增加了相位反饋調(diào)節(jié)的相位穩(wěn)定性遠比不增加穩(wěn)相反饋的相位穩(wěn)定得多，表明該穩(wěn)相設備對微波信號光纖傳輸相位的穩(wěn)定起到了一定的控制作用。

Table 2 Phase test results with and without phase feedback表2 增加相位反饋與不增加相位反饋相位測試結果

4 結束語

本文采用自反饋微波光纖傳輸相位自動補償技術，實現(xiàn)了Ka波段信號(17～31 GHz)在非劇烈溫度變化環(huán)境中，光纖傳輸1 km，相位穩(wěn)定度≤±8°。該方案通過雙平衡混頻器完成對相位差的識別，利用單片機自動識別算法實現(xiàn)對被傳輸信號的實時采樣，進而完成實時控制VODL，實現(xiàn)寬帶微波信號在光纖中穩(wěn)相傳輸。方案中采用雙平衡混頻器作為模擬鑒相器進行相位識別，其精度沒有理論計算的高。

為了提高本文自反饋穩(wěn)相系統(tǒng)的相位識別精度，后續(xù)研究工作可以采用集成芯片(ADI8302)完成高精度相位差識別功能(2 GHz信號，相位識別精度為10 mV/1°)。目前該系統(tǒng)中的VODL采用的是步進電機，其響應速度較慢，且不能使該設備用于全溫范圍和溫度驟變的環(huán)境中。為了克服其適應性較差的問題，后續(xù)研究工作可以采用超高速磁懸浮可調(diào)電動延時線，實現(xiàn)光路延時補償，以使該穩(wěn)相系統(tǒng)適用于全溫范圍。本文對推動光纖穩(wěn)相系統(tǒng)在各類國防裝備中的應用，為光控相控陣雷達系統(tǒng)中采用全光纖傳輸工程化應用打下了基礎。