SiC 器件在軌道交通輔助變流器的應(yīng)用研究

董 侃，張 標(biāo)，薛 江，劉偉志，王永翔, 程 龍

（1.中國(guó)鐵道科學(xué)研究院集團(tuán)有限公司機(jī)車車輛研究所，北京 100081；2.北京縱橫機(jī)電科技有限公司，北京 100094；3.天津一號(hào)線軌道交通運(yùn)營(yíng)有限公司，天津 300350）

1 引言

半導(dǎo)體器件是電力電子技術(shù)發(fā)展的重要基礎(chǔ)，其占整機(jī)總價(jià)值的比重雖然不高，但對(duì)提高設(shè)備效率、功率密度、可靠性等性能指標(biāo)起著重要作用。以碳化硅（SiC）為代表的第三代半導(dǎo)體器件相比硅（Si）器件具有導(dǎo)通電阻低、擊穿電壓高、開(kāi)關(guān)損耗低、熱導(dǎo)率高[1-3]等優(yōu)勢(shì)，有利于提高變換器的效率和輕量化水平[4]，是目前電力電子技術(shù)的重要研究方向。

輔助變流器是軌道交通車輛重要車載設(shè)備，不僅為空調(diào)、客室照明和客室插座等設(shè)備提供電能，更是充電機(jī)和冷卻系統(tǒng)的電能來(lái)源，是牽引系統(tǒng)正常運(yùn)行的保障[5]。隨著雙碳計(jì)劃的提出，列車節(jié)能降耗需求進(jìn)一步提高，也對(duì)車載變流器在輕量高效等方面提出了更高要求。

本文以SiC器件在軌道交通輔助變流器的應(yīng)用為目標(biāo)，從變流器的需求出發(fā)，對(duì)SiC器件選型、主回路雜散參數(shù)抑制、變流器損耗計(jì)算和結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)、變流器控制方法等方面進(jìn)行研究，完成了基于SiC器件的輔助功率模塊研制，并設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。

2 輔助變流器概述

輔助變流器是軌道交通車輛重要的車載設(shè)備，其將接觸網(wǎng)直流電壓逆變?yōu)槿嘟涣麟姡⒔?jīng)隔離、濾波后輸出，為列車負(fù)載供電[8]。根據(jù)隔離方式不同，輔助變流器的技術(shù)路線可分為工頻方案與高頻方案[9]。工頻方案中，工頻變壓器的體積和重量非?？捎^，通常是輔助變流器中最大的單體部件[10]。并且功率等級(jí)越高，工頻變壓器的體積重量越大，對(duì)輔助變流器的機(jī)械設(shè)計(jì)、安裝和重心控制等方面都帶來(lái)挑戰(zhàn)。高頻方案由于開(kāi)關(guān)頻率提高，大幅降低了被動(dòng)元件的體積和重量[12]，在改造和新造項(xiàng)目中多采用高頻方案，典型的高頻方案拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 高頻方案拓?fù)?/p>

高頻方案前級(jí)采用高頻DC/DC變換，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電壓的隔離和穩(wěn)壓，通常輸出650～750 V直流電壓，再經(jīng)后級(jí)逆變器逆變后濾波輸出[13]。在該拓?fù)浞桨钢?，前?jí)DC/DC通常采用LLC諧振變換器，開(kāi)關(guān)頻率在15～20 kHz，繼續(xù)提頻的邊際效益已經(jīng)不高；后級(jí)DC/AC模塊提頻可進(jìn)一步減小正弦濾波器，且對(duì)于650～750 V的直流電壓等級(jí)正適合當(dāng)前SiC器件的應(yīng)用。因此，本文以軌道交通高頻輔助變流器中的三相逆變模塊為目標(biāo)，開(kāi)展SiC器件的應(yīng)用研究。

以某軌道交通車輛輔助變流器為設(shè)計(jì)目標(biāo)，其三相逆變模塊主要設(shè)計(jì)參數(shù)如表1所示。

表 1 三相逆變模塊參數(shù)

3 全SiC功率模塊設(shè)計(jì)

3.1 功率器件選型

根據(jù)表1中三相逆變模塊參數(shù)，逆變模塊直流母線電壓650～750 V，額定電流約170 A，3款不同功率器件的特性對(duì)比如表2所示。

由表2可知，CREE與ROHM的2款功率器件性能指標(biāo)一致，均能滿足目前的設(shè)計(jì)需求，但CREE的器件封裝與目標(biāo)機(jī)組所用Si器件一致，為便于后期對(duì)既有產(chǎn)品的更新，且與國(guó)產(chǎn)器件有較好的替代性，因此本文選用CREE公司的CAS300M12BM2半橋全SiC器件。

表 2 不同功率器件特性對(duì)比

3.2 減小主回路雜散電感的設(shè)計(jì)方法

SiC器件開(kāi)關(guān)頻率顯著提高，對(duì)主回路中雜散電感也更加敏感，因此，盡可能減小主回路雜散電感是SiC功率模塊設(shè)計(jì)的重要目標(biāo)。減小主回路雜散電感主要有設(shè)計(jì)低感母排和增加吸收電容2種方式。文獻(xiàn)[14]中對(duì)疊層母排的設(shè)計(jì)方法做了詳細(xì)介紹，本文不再贅述，下面對(duì)吸收電容的設(shè)計(jì)進(jìn)行說(shuō)明。

采用疊層母排設(shè)計(jì)可以有效降低主回路的雜散電感，但由于母排設(shè)計(jì)無(wú)法做到完全無(wú)感，因此還需加入吸收電容，一方面可以進(jìn)一步抑制主回路的雜散電感，另一方面也可提升電磁兼容抗擾能力。

根據(jù)能量守恒定律，吸收電容組中單體電容容量Csnub應(yīng)滿足：

式（1）中，N為并聯(lián)吸收電容的個(gè)數(shù)；Ioff為開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷時(shí)刻瞬態(tài)電流值；Lbb為母排雜散電感值；ΔU1為母排雜散電感引起的尖峰電壓值。

從式（1）可以看出，電容容值達(dá)到一定值后可抑制母排的雜散電感，但由于電容本身存在寄生電感，因此在實(shí)際應(yīng)用中，宜采用多個(gè)吸收電容并聯(lián)成組的方式，一方面可以達(dá)到所需的容值，另一方面可通過(guò)并聯(lián)的方式降低吸收電容所帶來(lái)的雜散電感。但是若吸收電容數(shù)量過(guò)多，所需要的母排長(zhǎng)度增加，這樣反而增大母排的雜散電感，因此，并聯(lián)吸收電容的數(shù)量需要找到折中值。

經(jīng)過(guò)調(diào)研，采用某品牌150 μF的單體電容作為吸收電容單體，其電壓電流限值為900 V/ 55 A。圖2分別給出了700 V/ 300 A的雙脈沖測(cè)試工況下，無(wú)吸收電容Csnub0、并聯(lián)3個(gè)吸收電容Csnub3和并聯(lián)6個(gè)吸收電容Csnub6時(shí)的關(guān)斷過(guò)程器件端電壓波形。由圖可知，并聯(lián)吸收電容后，電壓尖峰降低，回路等效雜散電感減小。另外，相比于并聯(lián)3個(gè)吸收電容，并聯(lián)6個(gè)電容的邊際效應(yīng)明顯降低。因此，本文選擇3個(gè)900 V/150 μF的單體電容并聯(lián)成組作為吸收電容。

圖2 不同吸收電容方案的雙脈沖結(jié)果

3.3 功率模塊損耗計(jì)算

根據(jù)SiC器件CAS300M12BM2參數(shù)模型，以30 kHz開(kāi)關(guān)頻率、三相逆變器帶100 kW負(fù)載為計(jì)算工況，進(jìn)行損耗計(jì)算。同時(shí)，選取同等電壓和功率等級(jí)的Si器件FF300R12KE3進(jìn)行同等條件下的對(duì)比計(jì)算，得到損耗計(jì)算結(jié)果如表3所示。

表 3 不同功率模塊損耗計(jì)算 W

損耗計(jì)算結(jié)果表明，在相同工況下，SiC MOSFET的導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗相比于Si IGBT均大幅降低；SiC二極管的導(dǎo)通損耗比Si二極管降低約50%，SiC二極管的開(kāi)關(guān)損耗幾乎可視為0；同在30 kHz的工作頻率下，SiC器件的總損耗比Si功率器件降低約84%；實(shí)際由于Si器件無(wú)法工作在30 kHz開(kāi)關(guān)頻率，折算到5 kHz工作的Si器件損耗約為30 kHz下SiC器件的1.6倍。

3.4 結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

本文以某軌道交通車輛輔助變流器的三相逆變模塊為目標(biāo)，進(jìn)行SiC功率模塊的應(yīng)用研究，保證所研發(fā)SiC模塊的外形尺寸以及輸入輸出端子與目標(biāo)機(jī)組一致。在此基礎(chǔ)上，集成電壓電流傳感器、支撐電容、吸收電容、SiC器件、驅(qū)動(dòng)板、控制器等部件，并考慮電氣部件散熱等因素，得到如圖3所示SiC功率模塊結(jié)構(gòu)示意圖。該結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)有如下特點(diǎn)。

圖3 結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

（1）SiC器件并排放置在散熱器風(fēng)道方向的位置，3 個(gè)SiC器件散熱均勻，壽命一致性更好，并且三相交流輸出銅排穿過(guò)交流電流傳感器時(shí)更方便，無(wú)需過(guò)多折彎。

（2）采用復(fù)合疊層母排，母排連接支撐電容、吸收電容、SiC器件，實(shí)現(xiàn)直流穩(wěn)壓的同時(shí)有效降低主回路雜散電感。

（3）集成電壓電流傳感器、功率器件溫度傳感器和控制板，模塊集成化程度和智能化水平更高。

（4）與目標(biāo)變流器的既有模塊外形尺寸和機(jī)械、電氣接口保持一致，可直接實(shí)現(xiàn)上車同等替代。

4 控制策略設(shè)計(jì)

在輸入電壓合理范圍內(nèi)，輔助變流器逆變輸出符合電能質(zhì)量要求的三相交流電供車載負(fù)荷使用，同時(shí)能實(shí)現(xiàn)與其他輔助變流器并聯(lián)均流，提高交流母線的供電可靠性。為實(shí)現(xiàn)上述功能，采用功率下垂控制和電壓電流雙閉環(huán)控制方式，在無(wú)通信線情況下實(shí)現(xiàn)輔助變流器間的功率平均分配和良好的動(dòng)態(tài)性能，閉環(huán)控制策略如圖 4所示。

圖4 閉環(huán)控制策略框圖

首先由母線電壓ug_abc和交流電流iabc計(jì)算瞬時(shí)功率P和Q，并通過(guò)功率下垂控制，得到電壓幅值u*和系統(tǒng)頻率，進(jìn)而積分得到坐標(biāo)變換角度θ。交流電壓uabc和電流iabc經(jīng)過(guò)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，用于電壓電流的閉環(huán)控制。電壓外環(huán)以目標(biāo)電壓ud*和uq*為指令值，以經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換后的反饋電壓ud和uq為實(shí)際值，進(jìn)行閉環(huán)控制，其輸出作為電流內(nèi)環(huán)的指令值id*和iq*。電流內(nèi)環(huán)根據(jù)指令值id*和iq*以及實(shí)際值id和iq進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié)產(chǎn)生電壓矢量指令，并經(jīng)脈沖寬度調(diào)制（PWM），得到控制三相逆變器的6路PWM脈沖。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)上文設(shè)計(jì)內(nèi)容，基于SiC器件的輔助逆變器功率模塊如圖5所示，設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)對(duì)其進(jìn)行功能驗(yàn)證。

圖5 基于SiC器件的輔助逆變器

（1）為了驗(yàn)證主回路雜散電感抑制方法，以疊層母排加3個(gè)吸收電容的功率模塊為實(shí)驗(yàn)對(duì)象，設(shè)計(jì)雙脈沖實(shí)驗(yàn)。700 V/ 540 A工況下的雙脈沖實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6所示，其中Vds為開(kāi)關(guān)管端電壓，Id為流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流，根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，主回路雜散電感約為13 nH，而原型Si模塊的主回路雜散電感在60 nH左右。

圖6 關(guān)斷過(guò)程波形

（2）進(jìn)一步對(duì)SiC器件模塊進(jìn)行帶載運(yùn)行實(shí)驗(yàn)。圖7為100 kW負(fù)載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行波形，其中C1為輸出電流（200 A/div），C2為輸出交流電壓（350 V/div），功率模塊帶載運(yùn)行穩(wěn)定，輸出電壓正弦度較高。

圖7 帶載運(yùn)行波形

6 結(jié)論

本文以SiC器件在軌道交通輔助變流器的應(yīng)用為目標(biāo)，對(duì)SiC器件選型、主回路雜散參數(shù)抑制、變流器損耗計(jì)算和結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)、變流器控制方法等方面進(jìn)行研究，完成基于SiC器件的輔助變流器功率模塊研制，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證，為SiC器件在軌道交通車輛輔助變流器的應(yīng)用奠定基礎(chǔ)。