三相交錯(cuò)LLC控制策略研究

鄧孝祥 何清林 張 萌

（黑龍江科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150000）

0 引言

自2020年起，我國(guó)電動(dòng)汽車的市場(chǎng)發(fā)展迅速，車載充電機(jī)作為電動(dòng)汽車的動(dòng)力系統(tǒng)也逐漸成為相關(guān)研究的重點(diǎn)。車載充電機(jī)一般由兩級(jí)拓?fù)洌ㄇ凹?jí)PFC和后級(jí)隔離型DC/DC）構(gòu)成。其中，隔離型DC/DC拓?fù)湟话氵x用易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)、傳輸效率高的LLC變換器。因?yàn)槿嘟诲e(cuò)LLC具有降低輸出電流紋波的幅值、減少濾波電容的體積以及提高功率密度的作用，所以其更適用于車載充電機(jī)。目前，在眾多三相交錯(cuò)LLC的控制策略中，一般采用PI控制器對(duì)脈沖頻率進(jìn)行調(diào)制。文獻(xiàn)[1]采用電壓環(huán)的控制策略，由于電壓環(huán)只能實(shí)現(xiàn)恒壓輸出，因此容易導(dǎo)致充電進(jìn)程緩慢。文獻(xiàn)[2]采用了恒壓和恒流2種控制模式，該控制方式較為簡(jiǎn)單，但不能自動(dòng)切換輸出模式。文獻(xiàn)[3]采用了電壓電流雙閉環(huán)的變模式控制策略，該策略可以應(yīng)對(duì)輕載和空載的極端情況，但控制方式較為復(fù)雜，不利于實(shí)際應(yīng)用。該文對(duì)上述控制策略進(jìn)行改進(jìn)，提出了一種基于雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的脈沖頻率調(diào)制控制策略，該策略控制方式簡(jiǎn)單、動(dòng)態(tài)響應(yīng)良好，能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)負(fù)載電池進(jìn)行三段式充電的功能。該文會(huì)對(duì)該控制策略進(jìn)行分析，設(shè)計(jì)其軟件控制流程，并搭建仿真模型進(jìn)行驗(yàn)證。

1 控制策略及充電策略

1.1 雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制策略

三相交錯(cuò)LLC的雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制策略如圖1所示，其主電路由3個(gè)半橋LLC組成，6個(gè)開關(guān)管交錯(cuò)導(dǎo)通，將能量傳輸給變壓器，再通過(guò)整流二極管實(shí)現(xiàn)變壓器二次側(cè)的不控整流。由于諧振腔中3組諧振電容、諧振電感和勵(lì)磁電感的參數(shù)完全一致，并且變壓器原副邊采用星型連接，因此變換器具有良好的相間自均流能力。同時(shí)，變換器的輸出電流紋波小，可以減少輸出電容的容值，提高功率密度。

圖1 雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制策略

雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的控制過(guò)程如下：在主電路運(yùn)行后，計(jì)算輸出電壓采樣值與給定電壓的誤差值，通過(guò)PI控制器將其轉(zhuǎn)換為頻率值，再經(jīng)過(guò)限幅后進(jìn)行模式判斷。同時(shí)，計(jì)算輸出電流采樣值與給定電流的誤差值，經(jīng)過(guò)PI控制器后輸出頻率值，再經(jīng)過(guò)限幅后進(jìn)行模式判斷。在模式判斷過(guò)程中會(huì)選擇起主導(dǎo)作用的環(huán)路去調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，當(dāng)電流環(huán)在雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)中起主導(dǎo)作用且電壓環(huán)為飽和狀態(tài)時(shí)，變換器恒流輸出；當(dāng)電壓環(huán)起主導(dǎo)作用且電流環(huán)處于飽和狀態(tài)時(shí)，變換器恒壓輸出。系統(tǒng)在模式判斷后會(huì)進(jìn)行脈沖頻率調(diào)制，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖頻率也會(huì)隨之改變。通過(guò)上述控制過(guò)程可以實(shí)現(xiàn)雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制，并合理地選擇輸出模式給負(fù)載電池充電。

1.2 充電策略

三相交錯(cuò)LLC變換器需要對(duì)負(fù)載電池進(jìn)行充電。如果只采用恒流充電，那么可以在短時(shí)間內(nèi)傳輸大量電能，但會(huì)導(dǎo)致電池過(guò)充；如果只采用恒壓充電，那么可以改善電池過(guò)充問(wèn)題，但電量經(jīng)常充不滿。針對(duì)2種充電模式存在的隱患，該文采用的雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制可以實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載電池進(jìn)行三段式充電的功能。在充電初期，為了快速地給電池充電，在充電的第一階段以恒定的大電流給電池充電，恒流充電時(shí)電池的電壓會(huì)不斷上升，當(dāng)輸出電壓達(dá)到預(yù)設(shè)值時(shí)進(jìn)入充電的第二階段，以恒定電壓給電池充電，在第二階段后期，電池的電流會(huì)逐漸衰減，當(dāng)衰減到預(yù)設(shè)值后進(jìn)入充電的第三階段，以低于額定的恒定電壓對(duì)負(fù)載電池進(jìn)行浮充，直至電池電量充滿。由于三段式充電的最后階段是浮充，因此可以通過(guò)輸出電流的采樣值來(lái)判斷電池電量是否充滿，當(dāng)檢測(cè)到輸出電流低于設(shè)定值后，定時(shí)器會(huì)定時(shí)關(guān)閉充電過(guò)程。

2 雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的軟件設(shè)計(jì)

該文軟件控制與程序編寫是基于DSP的控制芯片TMS320F280049完成的，在完成主程序和中斷程序的設(shè)計(jì)后，結(jié)合雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制和負(fù)載電池的充電策略對(duì)控制環(huán)路的子程序進(jìn)行設(shè)計(jì)，其流程圖如圖2所示。

圖2 控制程序流程圖

控制程序?qū)崿F(xiàn)的過(guò)程如下：在中斷程序開始后，讀取寄存器的值，此時(shí)控制模式標(biāo)志位為0，系統(tǒng)處于初始模式，電池未開始充電，隨后進(jìn)行輸出條件檢測(cè)，當(dāng)判斷條件正常且識(shí)別到充電標(biāo)志位為1時(shí)，開始給電池充電。當(dāng)檢測(cè)到控制標(biāo)志位為1時(shí)，系統(tǒng)中電流環(huán)占主導(dǎo)地位，調(diào)節(jié)電流環(huán)的PI使變換器恒流輸出（給電池恒流充電）。當(dāng)輸出電壓采樣值大于預(yù)設(shè)值且控制標(biāo)志位為2時(shí)，電壓環(huán)在占主導(dǎo)地位，電流環(huán)飽和，調(diào)節(jié)電壓環(huán)PI使變換器恒壓輸出（給電池恒壓充電）。當(dāng)輸出電流采樣值小于預(yù)設(shè)值且控制標(biāo)志位為3時(shí)，變換器中電壓環(huán)占主導(dǎo)地位，調(diào)節(jié)電壓環(huán)PI使變換器以低于額定的恒定電壓輸出，對(duì)電池進(jìn)行浮充，該階段充電至輸出電流采樣值小于預(yù)設(shè)值。當(dāng)檢測(cè)到充電標(biāo)志位為0且控制標(biāo)志位也為0時(shí)，三段式充電結(jié)束，電池電量已充滿，中斷程序返回。

3 仿真搭建與分析

該文基于MATLAB/Simulink仿真平臺(tái)搭建了三相交錯(cuò)LLC的仿真模型，設(shè)計(jì)三相交錯(cuò)LLC變換器的額定輸入電壓為800 V，額定輸出電壓為220 V，額定輸出電流為50 A，諧振頻率范圍為80 kHz～130 kHz，諧振點(diǎn)頻率為100 kHz。圖3是搭建的仿真模型，該模型可實(shí)現(xiàn)三相交錯(cuò)LLC變換器雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制。該仿真模型可以劃分為4個(gè)部分，下面將對(duì)控制過(guò)程進(jìn)行分塊介紹。

圖3 雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)控制仿真模型

3.1 雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)模塊

結(jié)合雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的控制策略，電壓環(huán)仿真模型搭建思路如下：對(duì)輸出電壓進(jìn)行采樣，計(jì)算其與給定電壓的差值后進(jìn)入PI控制器，再增加系統(tǒng)的軟啟控制，設(shè)定啟機(jī)時(shí)用系統(tǒng)的諧振頻率100 kHz減去PI控制器的輸出，這樣變換器啟動(dòng)后系統(tǒng)的開關(guān)頻率可以由高頻降為低頻，使啟動(dòng)時(shí)刻變換器在安全頻率范圍內(nèi)工作。

電壓環(huán)輸出經(jīng)過(guò)限幅后進(jìn)入輸出條件判斷模塊。電流環(huán)搭建過(guò)程如下：計(jì)算輸出電流與給定電流值的差值后進(jìn)入電流環(huán)的PI控制器，同樣給電流環(huán)增加軟啟環(huán)節(jié)，再經(jīng)過(guò)限幅后，進(jìn)入輸出條件判斷模塊，在判斷模塊中與電壓環(huán)輸出頻率值進(jìn)行比較，從而得到最終輸出的頻率值。

3.2 三角波生成器模塊

三角波生成器是將判斷模塊的輸出頻率值作為積分器（1個(gè)帶有復(fù)位功能的積分器）的輸入量，可以使積分器輸出一個(gè)具有斜率線性上升的三角波，當(dāng)上升到設(shè)定點(diǎn)后積分器會(huì)進(jìn)行復(fù)位，最終得到只有上升沿的三角波作為載波。隨著雙環(huán)控制環(huán)路輸出的頻率值的不同，得到的三角波的周期也不同，由此可以實(shí)現(xiàn)變換器的變頻控制。

3.3 脈沖頻率調(diào)制模塊

該部分會(huì)對(duì)三角波生成器輸出的三角波周期進(jìn)行劃分，定義一個(gè)周期為360 °，三相交錯(cuò)的脈沖中每相的周期為180 °，每相的起始點(diǎn)分別為0、1/3和2/3，可以通過(guò)切割三角波周期得到相位依次滯后120 °的三相交錯(cuò)脈沖。

3.4 驅(qū)動(dòng)死區(qū)模塊

由于同一橋臂的開關(guān)管不能直通，因此需要設(shè)置死區(qū)時(shí)間，仿真中設(shè)置驅(qū)動(dòng)的上升沿延時(shí)為500 ns，三路驅(qū)動(dòng)脈沖造完死區(qū)后取反，這樣可以得到6路帶有死區(qū)的驅(qū)動(dòng)脈沖，最終作用到開關(guān)管上。當(dāng)三角波的頻率發(fā)生變化時(shí)，驅(qū)動(dòng)脈沖的周期也會(huì)變化，由此實(shí)現(xiàn)調(diào)制脈沖頻率的目標(biāo)。

在仿真模型搭建完成后得到仿真波形。圖4為輸出電壓和輸出電流波形，對(duì)波形進(jìn)行分析可知，變換器能夠恒壓輸出220 V，恒流輸出50 A，驗(yàn)證了雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制的穩(wěn)定性以及PI控制器參數(shù)設(shè)置的合理性。

圖4 輸出電壓與輸出電流

4 結(jié)語(yǔ)

該文對(duì)三相交錯(cuò)LLC的控制策略進(jìn)行研究，在以往的單電壓環(huán)和電壓電流雙閉環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上，提出了一種改進(jìn)的雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制策略，以實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載電池進(jìn)行恒流、恒壓以及浮充的三段式充電的功能。為了在軟件中實(shí)現(xiàn)雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制，該文結(jié)合電池的充電策略設(shè)計(jì)了軟件控制流程。通過(guò)MATLAB/Simulink仿真軟件搭建了仿真模型，并對(duì)雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)模塊、三角波生成器模塊、脈沖頻率調(diào)制模塊以及驅(qū)動(dòng)死區(qū)模塊的工作過(guò)程進(jìn)行闡述，最后通過(guò)得到的仿真波形驗(yàn)證了該控制策略理論的正確性以及可行性。通過(guò)理論分析可知，應(yīng)用雙環(huán)競(jìng)爭(zhēng)的變頻控制策略的三相交錯(cuò)LLC諧振變換器具有控制模式簡(jiǎn)單、動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)特性良好以及應(yīng)用價(jià)值高的優(yōu)勢(shì)。