基于多諧波失真的GaN HEMT管芯非線性行為模型研究

黃 丹，鐘世昌，徐祖銀，成愛強(qiáng)，王 帥

(南京電子器件研究所，江蘇 南京210016)

0 引言

隨著無線通信技術(shù)的高速發(fā)展，對無線通信系統(tǒng)中的核心器件功率放大器提出了更高的要求，要求其具有更高的功率和效率[1]。由于在大信號(hào)激勵(lì)條件下，功率放大器工作在非線性區(qū)域，產(chǎn)生基波壓縮特性、諧波失真和調(diào)幅-調(diào)相特性等非線性特征，因此傳統(tǒng)的小信號(hào)S參數(shù)分析理論已無法滿足目前的大功率器件設(shè)計(jì)需求，針對大信號(hào)工作狀態(tài)下的功率器件建模技術(shù)成為研究熱點(diǎn)[2-5]。目前，功率放大器模型主要分為3類：物理模型、緊湊模型和行為模型。行為模型無需獲取器件或電路的內(nèi)部拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，僅針對輸入輸出信號(hào)的映射關(guān)系來生成系統(tǒng)模型，有利于快速獲取電路模型，并且可以精確地描述器件的非線性特性和記憶效應(yīng)[6-12]。

多諧波失真行為(EPHD)模型基于諧波負(fù)載牽引系統(tǒng)測試，分析器件的大信號(hào)性能，提取出被測器件的非線性行為模型，可以最大程度地揭示被測器件的實(shí)際性能，并且彌補(bǔ)GaN大功率功放非線性仿真準(zhǔn)確性不足的現(xiàn)狀[13-18]。

本文基于多諧波失真行為模型原理，采用MT2000有源諧波時(shí)域負(fù)載牽引系統(tǒng)對總柵長為1.25 mm的GaN高電子遷移率晶體管(High Electron Mobility Transistor,HEMT)管芯進(jìn)行在片測試，提取出該管芯的非線性行為模型，并在ADS軟件中搭建負(fù)載牽引電路，驗(yàn)證了該模型的準(zhǔn)確性。本文首先簡要介紹了多諧波失真行為模型原理，然后介紹了1.25 mm GaN HEMT管芯的多諧波失真行為模型提取過程，最后給出了該模型在ADS軟件中的驗(yàn)證結(jié)果。

1 多諧波失真行為模型原理

在大信號(hào)激勵(lì)條件下，功放器件呈現(xiàn)非線性特性，假設(shè)非線性功放的輸入信號(hào)為vin，輸出信號(hào)為vout，則vin和vout的關(guān)系如下：

(1)

式中，k1，k2，k3為系數(shù)。

當(dāng)vin=Acosω0t時(shí)，代入式(1)，考慮一個(gè)三階非線性系統(tǒng)，則有：

vout=k1Acosω0t+k2A2cos2ω0t+k3A3cos3ω0t=

(2)

式中，A為輸入信號(hào)幅度；ω0為角頻率。

多諧波失真行為模型是基于非線性系統(tǒng)的大信號(hào)激勵(lì)響應(yīng)模型，利用大信號(hào)測量方法進(jìn)行非線性系統(tǒng)的分析和模型提取。在建模時(shí)，不需要知道被測器件的內(nèi)部電路，只需要測量被測設(shè)備的輸入信號(hào)和輸出響應(yīng)信號(hào)即可，再通過函數(shù)建立輸入輸出的映射關(guān)系，具有較好的準(zhǔn)確度和簡便性。

多諧波失真行為模型通過諧波負(fù)載牽引系統(tǒng)測量被測器件各端口基波和各次諧波入射波和反射波的幅度和相位，采用散射函數(shù)描述基波和各次諧波反射波與各入射波之間關(guān)系，從而表征器件在大信號(hào)狀態(tài)下的的性能。二端口器件入射反射波示意如圖1所示。A表示入射波，B表示散射波，m和k分別表示諧波次數(shù)。

圖1 二端口器件入射反射波示意Fig.1 Schematic of incident and reflected wave of a two-port device

可以用非線性散射函數(shù)Fpm(·)來描述入射波和反射波之間的關(guān)系，如下：

Bpm=Fpm(A11，A12，…，A21，A22，…),

(3)

式中，p為測試端口號(hào)；m為諧波次數(shù)。由于該模型可以很好地表征被測件諧波的幅度和相位，對于高效率功放的設(shè)計(jì)有較好的指導(dǎo)意義。

2 行為模型提取

行為模型的提取首先需要對被測件進(jìn)行負(fù)載牽引測試。負(fù)載牽引方法可以通過不斷調(diào)節(jié)源阻抗和負(fù)載端阻抗，找到使有源器件獲得最佳性能(最佳功率、最佳效率等)時(shí)的源阻抗和負(fù)載阻抗，可以準(zhǔn)確地測量出器件在大信號(hào)條件下的最優(yōu)性能。傳統(tǒng)的負(fù)載牽引通過在器件輸入和輸出端加入無源tuner進(jìn)行阻抗調(diào)節(jié)，但是存在校準(zhǔn)速度和測試速度慢，并且tuner存在一定的損耗，在較大反射系數(shù)時(shí)無法測量的不足。本文采用的是有源負(fù)載牽引，用固放給被測件注入信號(hào)達(dá)到阻抗調(diào)節(jié)的目的，有源負(fù)載牽引可以使|ГLoad|=1甚至|ГLoad|>1，且校準(zhǔn)速度和測量速度都比較快。

本文采用有源非線性時(shí)域負(fù)載牽引系統(tǒng)進(jìn)行測試建模，實(shí)物和連接示意分別如圖2和圖3所示。

圖2 非線性有源諧波時(shí)域負(fù)載牽引系統(tǒng)Fig.2 MT2000 nonlinear active harmonic loadpull system

圖3 非線性有源時(shí)域負(fù)載牽引系統(tǒng)連接示意Fig.3 Connection block diagram of the loadpull system

該系統(tǒng)采用有源方式進(jìn)行阻抗調(diào)諧，用固放給被測件注入信號(hào)，測量待測器件端面的入射和反射電壓波(ax和bx)，從而控制端面的反射系數(shù)，達(dá)到阻抗調(diào)諧的目的。反射系數(shù)、輸出功率、輸入功率和矢量波量的關(guān)系下：

(4)

(5)

(6)

該系統(tǒng)在輸出端加入了二次諧波負(fù)載牽引，同樣是有源的方式，用固放在二次諧波頻段內(nèi)給被測件注入信號(hào)，在校準(zhǔn)時(shí)需要加入相位校準(zhǔn)，控制端面二次諧波處反射系數(shù)的幅度和相位，從而找到被測件最佳效率的值以及達(dá)到最佳效率點(diǎn)時(shí)的基波和諧波阻抗。

本次測試對象為南京電子器件研究所研制的GaN HEMT管芯，管芯版圖如圖4所示。該管芯單指柵寬125 μm，總柵寬1.25 mm，在柵極和漏極分別做了GSG接口，供探針扎針測量。

圖4 1.25 mm GaN HEMT管芯版圖Fig.4 Layout of the 1.25 mm GaN HEMT

為了更快速地找到基波和諧波的最優(yōu)阻抗位置，首先，只掃描基波阻抗，得到最佳效率點(diǎn)和最佳功率點(diǎn)時(shí)的阻抗；然后，固定基波阻抗在最佳效率點(diǎn)處，掃描諧波阻抗，掃描方法為固定諧波反射系數(shù)的幅度為0.8，掃描相位，得到最佳效率點(diǎn)時(shí)的相位值；最后，固定諧波阻抗在最佳效率點(diǎn)處，同時(shí)進(jìn)行基波和諧波負(fù)載牽引，掃描的基波和諧波阻抗范圍設(shè)置如圖5所示。

圖5 負(fù)載牽引阻抗點(diǎn)示意Fig.5 Screenshot of the sweep impedance of the loadpull

測試頻率2.7～3.5 GHz，間隔0.1 GHz一個(gè)點(diǎn)，測試的漏電壓為60 V，柵電壓為-2.6 V，資用輸入功率(Pavs)為20～31 dBm，間隔1 dB一個(gè)點(diǎn)。測試頻率2.7 GHz，輸入資用功率28 dBm(此時(shí)輸入功率20 dBm)時(shí)的負(fù)載牽引測試的等功率圓和等效率圓結(jié)果如圖6所示，輸出功率和功率附加效率結(jié)果如圖7所示。

(a) 等功率圓圖

(a) 基波輸出功率

從結(jié)果可以看出，基波最佳功率阻抗點(diǎn)ZL為50×(1.91+j0.7) Ω，最佳效率點(diǎn)的阻抗ZL為50×(2.8+j2.69) Ω，輸出二次諧波處最佳效率阻抗點(diǎn)為50×(0.38+j1.49) Ω，輸出功率41.72 dBm，功率附加效率68.68%，對比輸出端未加二次諧波的負(fù)載牽引測試結(jié)果，在2.7～3.5 GHz內(nèi)，本次負(fù)載牽引功率附加效率上提升比較明顯，有10%左右的提升，輸出功率有小幅度的提升，提升量在0.27 dB以內(nèi)，如圖8所示。

圖8 輸出端加諧波控制與未加諧波控制的輸出功率和功率附加效率結(jié)果對比Fig.8 Comparison of PL and PAE with and without harmonic control

將2.7～3.5 GHz共9個(gè)頻點(diǎn)的負(fù)載牽引數(shù)據(jù)通過MT2000中的model generator功能合成得到該管芯的多諧波失真行為模型。

3 行為模型的驗(yàn)證

將提取出的行為模型在ADS軟件中進(jìn)行仿真驗(yàn)證，采用如圖9所示的負(fù)載牽引仿真原理圖，將行為模型數(shù)據(jù)導(dǎo)入X2P控件中，仿真中設(shè)置的漏電壓、柵電壓、二次諧波阻抗點(diǎn)、源阻抗、負(fù)載阻抗掃描范圍、輸入功率掃描范圍、頻率掃描范圍與測試條件一致。

圖9 ADS中負(fù)載牽引仿真原理Fig.9 Schematic diagram of the loadpull simulation in ADS

頻率2.7 GHz，輸入資用功率Pavs=28 dBm時(shí)的等功率圓和等附加效率圓仿真結(jié)果如圖10所示。由圖10可以看出，最佳功率阻抗點(diǎn)ZL約為50×(2+j0.7) Ω，最佳效率點(diǎn)的阻抗ZL約為50×(2.75+j2.7) Ω，與測試結(jié)果近似相等。2.7，3.1，3.5 GHz三個(gè)頻點(diǎn)的最佳輸出功率阻抗和最佳附加效率阻抗測試和仿真結(jié)果對比如表1所示。由表1可以看出，仿真和測試結(jié)果具有較好的一致性。

(a) 等功率圓圖 (b) 等功率附加效率圓圖圖10 行為模型在ADS中f= 2.7 GHz,Pavs=28 dBm時(shí)負(fù)載牽引仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results of the PHD nonlinear behavior model in ADS when f=2.7 GHz,Pavs=28 dBm

表1 最佳輸出功率阻抗點(diǎn)與最佳效率阻抗點(diǎn)對比Tab.1 Comparison of ZL of optimum Pout and PAE

基波輸出功率、功率附加效率、二次諧波處的輸出功率和輸出電流的測試與仿真結(jié)果對比如圖11所示。圓點(diǎn)是測試結(jié)果，實(shí)線是ADS中的仿真結(jié)果，每一條線對應(yīng)一個(gè)負(fù)載阻抗點(diǎn)的結(jié)果。由圖11可以看出，測試結(jié)果與仿真結(jié)果一致。因此該行為模型準(zhǔn)確地表征了該管芯的非線性性能。

(a) 基波輸出功率

4 結(jié)束語

本文基于多諧波失真行為模型建模原理，采用MT2000有源諧波時(shí)域負(fù)載牽引系統(tǒng)對總柵長為1.25 mm的GaN HEMT管芯進(jìn)行在片有源負(fù)載牽引測試，在基波負(fù)載牽引的基礎(chǔ)上加入輸出端二次諧波負(fù)載牽引，得到該管芯在漏電壓為60 V，柵電壓為-2.6 V，資用輸入功率(Pavs)為20～31 dBm，頻率2.7～3.5 GHz，間隔0.1 GHz一個(gè)點(diǎn)，共 9個(gè)頻點(diǎn)的負(fù)載牽引數(shù)據(jù)，合成行為模型。最后對該模型的準(zhǔn)確性在ADS軟件中進(jìn)行了驗(yàn)證，驗(yàn)證結(jié)果顯示,該模型的最佳功率阻抗點(diǎn)、最佳附加效率阻抗點(diǎn)、基波輸出功率、二次諧波輸出功率和功率附加效率等仿真結(jié)果都與測試結(jié)果吻合。在測試頻率2.7 GHz，輸入資用功率28 dBm時(shí)，輸出功率41.72 dBm，功率附加效率68.68%，并且與未加諧波控制的測試數(shù)據(jù)相比，功率附加效率有10%左右的提升，輸出功率有0.27 dB以內(nèi)的提升。因此，該行為模型具有較好的準(zhǔn)確性，可以用于指導(dǎo)大功率尤其是高效率GaN HEMT放大器的電路設(shè)計(jì)。