單開關(guān)高增益低電壓應(yīng)力直流變換器

余振海 胡雪峰,2 徐紫俊 汪慧茹 徐 晗

單開關(guān)高增益低電壓應(yīng)力直流變換器

余振海1胡雪峰1,2徐紫俊1汪慧茹1徐 晗1

（1. 安徽工業(yè)大學(xué)，安徽 馬鞍山 243002；2. 南京信息工程大學(xué)，南京 210044）

光伏發(fā)電系統(tǒng)的輸出電壓較低，難以滿足并網(wǎng)逆變器對輸入電壓等級的要求。鑒于此，本文提出一種適用于光伏系統(tǒng)的單開關(guān)高增益低電壓應(yīng)力直流變換器。該變換器的主要特點(diǎn)有：①其電壓增益是傳統(tǒng)Boost變換器的兩倍；②所用功率半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力是傳統(tǒng)Boost變換器的一半，有利于選擇低電壓應(yīng)力和低導(dǎo)通電阻的功率器件；③電容通過并聯(lián)充電、串聯(lián)放電，輸入與輸出端之間電位差變化較小。對變換器的工作原理、特性及工作模態(tài)進(jìn)行詳細(xì)分析，與其他同類型變換器的性能進(jìn)行對比，最后通過實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了所提變換器的可行性和有效性。

單開關(guān)；高增益；低電壓應(yīng)力；非隔離型變換器

0 引言

傳統(tǒng)能源消耗巨大，并且產(chǎn)生一系列的環(huán)境污染問題[1-2]，發(fā)展清潔高效新能源至關(guān)重要。風(fēng)能、太陽能等綠色能源具有可再生無污染等優(yōu)勢，被積極研發(fā)利用。然而，光伏等新能源發(fā)電受外界環(huán)境變化影響，輸出電壓較低且不穩(wěn)定，無法被直接利用。因此，結(jié)構(gòu)簡單、成本低且效率高的直流變換器得到大量研究和應(yīng)用[3-6]。

為了解決電壓增益問題，研究人員提出了多種解決方案。文獻(xiàn)[7]使用隔離變壓器，通過改變一、二次繞組匝比達(dá)到升壓目的。然而，變壓器存在漏感，降低了變換器的效率，且存在電磁干擾和變換器體積較大等問題。文獻(xiàn)[8-9]使用耦合電感，達(dá)到了高增益目的，變換器的功率密度和器件的電壓應(yīng)力也有所改善，但依舊存在漏感問題。為了解決漏感問題，文獻(xiàn)[10]采用含有源鉗位耦合電感的變換器，漏感被重新吸收利用。文獻(xiàn)[11-12]使用級聯(lián)變換器，達(dá)到了高增益目的，但變換器的前端電流應(yīng)力和后端電壓應(yīng)力較大，變換器體積也較大，功率密度和效率較低。文獻(xiàn)[13]中的三電平變換器，雖然降低了器件的電壓應(yīng)力，但電壓增益沒有提高。文獻(xiàn)[14-15]使用倍壓單元，升壓單元數(shù)量越多，升壓能力越高，但損失了變換器的效率和功率密度，因此需要在電壓增益和效率之間折中考慮。

傳統(tǒng)Boost變換器只有一個功率開關(guān)管，結(jié)構(gòu)簡單，易于操控，被應(yīng)用于多種場合。但當(dāng)輸入電壓低、輸出電壓較高時，Boost變換器增益有限，不再適用。本文在傳統(tǒng)Boost變換器的基礎(chǔ)上，提出一種新型變換器，不需要變壓器，采用單開關(guān)單電感結(jié)構(gòu)，電壓增益是傳統(tǒng)Boost變換器的兩倍。最后進(jìn)行樣機(jī)實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證所提變換器性能。

1 變換器拓?fù)湓?/h2>

1.1 變換器拓?fù)錁?gòu)成

主電路拓?fù)淙鐖D1所示，in為輸入電壓，o為負(fù)載。該變換器由一個電感in，一個功率開關(guān)管S，三個電容1、2、3及三個二極管VD1、VD2、VD3構(gòu)成。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以傳統(tǒng)Boost電路為基礎(chǔ)，變換器通過電容并聯(lián)充電、串聯(lián)放電工作，實(shí)現(xiàn)較高的電壓增益。

圖1 主電路拓?fù)?/p>

1.2 變換器工作原理

在一個工作周期內(nèi)，電感電流連續(xù)模式（current continuous mode, CCM）時，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)存在兩種工作狀態(tài)。圖2和圖3分別為變換器工作時的主要波形和變換器不同工作模態(tài)的等效電路。

圖2 變換器主要工作波形

圖3 變換器不同工作模態(tài)等效電路

如圖3（a）所示，在該工作模態(tài)下，開關(guān)管S在=0時導(dǎo)通，二極管VD1VD2因承受反向電壓被關(guān)斷，電源對電感in進(jìn)行充電，其電流線性上升，電容1為3進(jìn)行充電。在該工作模態(tài)下，流經(jīng)電感in的電流斜率為

如圖3（b）所示，在該工作模態(tài)下，開關(guān)管S在1時被關(guān)斷，二極管VD1、VD2為正向?qū)ā４藭r，電感in的電流下降，電源in和電感in同時給電容1、2充電。在該模態(tài)下，流經(jīng)電感in的電流斜率為

2 電流連續(xù)模式下變換器穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 電壓增益

式中：為占空比；S為工作周期。

在一個工作周期內(nèi)，由伏秒平衡原理可知電感電流增加量和減少量相等，由式（3）和式（4）求得電容1兩端的電壓表達(dá)式為

在工作模態(tài)Ⅰ時，根據(jù)圖3（a）可以得到電容3兩端電壓表達(dá)式為

在工作模態(tài)Ⅱ時，根據(jù)圖3（b）可以得到電容2兩端電壓表達(dá)式為

輸出電壓表達(dá)式為

由式（5）～式（8）可以得到變換器輸出電壓表達(dá)式為

由此，可以得到變換器的電壓增益為

2.2 器件電壓應(yīng)力

當(dāng)開關(guān)管或二極管斷開時，它們兩端的電壓應(yīng)力可通過以下方式獲得。

開關(guān)管S的電壓應(yīng)力為

二極管VD1VD2VD3的電壓應(yīng)力為

2.3 損耗計算

分別計算出變換器的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗，可以求得變換器在電流連續(xù)時的效率。變換器的損耗主要由以下幾個方面求得：FS和S分別為開關(guān)管的壓降和內(nèi)阻，F(xiàn)VD和VD分別為二極管的管壓降和內(nèi)阻，r和r分別為電感和電容內(nèi)阻。

開關(guān)管的導(dǎo)通損耗為

開關(guān)管的開關(guān)損耗為

開關(guān)管總損耗功率為

二極管VD1、VD2的導(dǎo)通損耗為

二極管VD3的導(dǎo)通損耗為

二極管的開關(guān)損耗為

二極管總損耗功率為

電感的損耗為

電容損耗為

電感總損耗功率為

電容總損耗功率為

變換器損耗總功率為

變換器在CCM下的效率為

式中：S、VD1、VD3、I和I分別為流過開關(guān)管S二極管VD1（VD2）VD3和電感、電容中的平均電流；S為開關(guān)頻率；VD()為二極管功率；VDoff為二極管關(guān)斷時的電壓；rr為反向恢復(fù)電流；b為反向恢復(fù)時間；o為輸出功率。

根據(jù)損耗計算公式，求得變換器在不同輸出功率時器件損耗分布和理論效率曲線分別如圖4和圖5所示。

圖4 損耗分布

圖5 理論效率曲線

從圖4可以看到，損耗主要分布在開關(guān)管、二極管及電感上，本文提出的直流變換器采用單開關(guān)單電感結(jié)構(gòu)，可以有效提高變換器效率。從圖5可以看到，功率在200W和400W時，其效率可以達(dá)到95.61%和94.76%，有較高的轉(zhuǎn)換效率。

2.4 性能比較

選擇幾種同類型的變換器，與本文所提變換器進(jìn)行性能比較，包括元器件數(shù)量、電壓增益和電壓應(yīng)力等，見表1。傳統(tǒng)Boost電路結(jié)構(gòu)簡潔，但電壓增益有限，且器件電壓應(yīng)力與輸出電壓相等，電壓應(yīng)力相對較大。文獻(xiàn)[16]所提變換器結(jié)構(gòu)和控制電路都較簡單，但電壓增益略低，且在輸出電壓相同時，器件電壓應(yīng)力較大。文獻(xiàn)[17]與本文所提變換器具有相同的電壓增益和電壓應(yīng)力，但其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使用的二極管數(shù)量比本文所提變換器多1倍。文獻(xiàn)[18]中的變換器采用大量電容和二極管，雖然電壓增益比本文所提變換器高，但增加了變換器的尺寸。在電壓增益要求不是特別高的情況下，綜合考慮本文所提拓?fù)湫阅芨鼉?yōu)。

表1 本文所提變換器與其他變換器性能比較

3 電流斷續(xù)模式下工作原理與穩(wěn)態(tài)分析

變換器工作在電流斷續(xù)模式（current discon- tinuous mode, DCM）時，變換器有三個工作模態(tài)，前兩種狀態(tài)與電流連續(xù)（CCM）時相似，第三種模態(tài)時，半導(dǎo)體上的電流降低到零，只有電容2、3為負(fù)載提供能量，其等效電路如圖6所示，圖7為變換器在DCM狀態(tài)下主要工作波形。

圖6 電感電流斷續(xù)時的等效電路

圖7 DCM狀態(tài)下主要工作波形

在DCM狀態(tài)下，開關(guān)管S導(dǎo)通時，電感上電流的增加量與CCM狀態(tài)下相同，電感上電流峰值為

開關(guān)管S關(guān)斷時，電感上電流減少量為

由式（3）和式（27）可以求得電容1兩端電壓表達(dá)式為

電容2、3兩端電壓與在CCM狀態(tài)下相同。由此可以求得變換器在DCM狀態(tài)下輸出電壓為

由式（29）可知

一個工作周期內(nèi)，電容的平均電流為零，由此可得

由o=o/o，將式（26）、式（30）代入式（31）可得

定義電感的時間常數(shù)為

由式（32）和式（33）求得變換器在DCM狀態(tài)下的電壓增益為

假設(shè)變換器在CCM與DCM狀態(tài)下電壓增益相同，則存在邊界條件，由式（34）可得邊界條件為

圖8 變換器的臨界電感時間常數(shù)與占空比關(guān)系曲線

4 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

4.1 電感的設(shè)計

其中，電流紋波峰值表達(dá)式為

輸入電感電流大小表達(dá)式為

由式（36）～式（38）可以得到輸入電感in的表達(dá)式為

4.2 電容的設(shè)計

選擇電容時，主要考慮電容的電壓應(yīng)力及電容脈動量?？紤]到電容兩端紋波，一般要求電容紋波要小于1%，即其紋波電壓滿足

由式（5）可知，電容1的電壓大小為

電容1的電荷變化量為

由式（40）～式（42）可以求得電容1表達(dá)式為

同理可以求出電容2、3的值。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

為了進(jìn)一步驗(yàn)證變換器工作原理和理論分析的正確性，本文研制一臺實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)實(shí)物如圖9所示，實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)見表2，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10所示。

圖9 樣機(jī)實(shí)物

圖10為變換器的實(shí)驗(yàn)波形。圖10（a）中，、和o分別為電容2、3和輸出的電壓。當(dāng)輸入電壓in=40V，占空比=0.6時，電容電壓==100V，輸出電壓o=200V，o是電容2和3電壓之和，與理論分析一致。傳統(tǒng)Boost電路，在相同輸入條件下，電壓增益僅達(dá)到新提出拓?fù)涞囊话?，新型直流變換器具有較高的電壓增益。圖10（b）中，S為開關(guān)管S的電壓應(yīng)力，為電感in的電流的波形。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，開關(guān)管兩端電壓為零，電感電流增大，電感充電；當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，其電壓應(yīng)力S=100V，為輸出電壓的一半，in和電感in為電容1、2充電，電感電流下降，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致。圖10（c）為二極管VD1、VD2、VD3的電壓應(yīng)力波形，在輸出電壓o=200V時，器件電壓應(yīng)力VD1=VD2=VD3=100V，其電壓應(yīng)力為輸出電壓的一半，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致。

表2 實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)

圖10（d）和圖10（e）分別給出了負(fù)載擾動和輸入跳變時的輸出波形。圖10（d）為負(fù)載跳變（400W→200W→400W）時的輸出動態(tài)響應(yīng)結(jié)果，o為輸出電流。負(fù)載跳變時，輸出電壓維持在200V不變，保持穩(wěn)定。圖10（e）為輸入電壓改變（40V→20V→40V）時的動態(tài)結(jié)果，輸入電壓由40V突變?yōu)?0V時，輸出隨之改變，但立刻恢復(fù)到原來的電壓。改變負(fù)載和輸入時，輸出電壓依舊維持不變，表明變換器具有良好的動態(tài)響應(yīng)性能。

圖11為變換器的實(shí)際效率曲線，是在改變負(fù)載、輸入保持在in=40V不變的情況下測得。在輸出功率相同時，圖11實(shí)際效率曲線比圖5的理論效率略低，但總體較為接近。結(jié)果表明，實(shí)驗(yàn)效率與理論計算結(jié)果基本一致。

圖11 實(shí)際效率曲線

6 結(jié)論

本文提出的一種新型DC-DC變換器，該變換器無需變壓器且采用單開關(guān)單電感結(jié)構(gòu)，其電壓增益比傳統(tǒng)Boost變換器高出1倍，且器件電壓應(yīng)力為輸出電壓一半，可采用低耐壓等級和低導(dǎo)通電阻的高性能開關(guān)器件，效率較高；拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔，制造成本低，控制方法簡單，功率密度高；輸入輸出之間電位變化較小，輸入輸出擾動時性能穩(wěn)定，適用于光伏發(fā)電等場合。

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Single switch high gain low voltage stress DC converter

YU Zhenhai1HU Xuefeng1,2XU Zijun1WANG Huiru1XU Han1

(1. Anhui University of Technology, Maanshan, Anhui 243002;2. Nanjing University of Information Science & Technology, Nanjing 210044)

The output voltage of photovoltaic power generation system is low, which is difficult to meet the requirements of the input voltage level of grid-connected inverter. In this paper, a single-switch high-gain and low-voltage stress DC converter is proposed for photovoltaic system. The main features of the converter are: ① its voltage gain is twice that of the traditional Boost converter; ② the voltage stress of the power semiconductor device is half of that of the traditional Boost converter, which is conducive to selecting power devices with low voltage stress and low on-resistance; ③ the capacitor is discharged in series and charged in parallel, and the potential difference between the input and output is small. The working principle, characteristics and working mode of the converter are analyzed in detail. The performance is compared with other converters of the same type. Finally the feasibility and effectiveness of the proposed converter are verified by experimental prototype.

single switch; high gain; low voltage stress; nonisolated converter

2022-03-09

2022-04-09

余振海（1996—），男，安徽省宿州市人，碩士研究生，主要從事新能源發(fā)電與控制方面的研究工作。