IEEE 802.11be Wi-Fi 網(wǎng)絡(luò)吞吐量增強(qiáng)的研究

池啟康

（泉州成功電纜有限公司 福建省泉州市 362005）

1 概述

IEEE 802.11 工作組于2019 年5 月批準(zhǔn)了授權(quán)項目請求(PAR)，從而創(chuàng)建了任務(wù)組TG 802.11be。802.11be 任務(wù)組旨在通過引入“對IEEE Std.802.11 物理層(PHY)和媒體訪問控制層(MAC)，可實現(xiàn)至少30Gbps 的最大吞吐量，在MAC 數(shù)據(jù)服務(wù)接入點(SAP)處測量”。PAR 中引用的主要候選技術(shù)是：

（1）最大帶寬(BW)為320MHz（Wi-Fi 6 802.11ax 已指定最大帶寬為160MHz）；

（2）連續(xù)和非連續(xù)多頻段聚合；

（3）將多輸入多輸出(MIMO)空間復(fù)用(SM)和下行鏈路(DL)和上行鏈路(UL)多用戶(MU)MIMO 的最大空間流(SS)數(shù)量從8 個增加到16 個；

（4）多接入點（AP）發(fā)射和接收協(xié)調(diào)；

（5）重傳協(xié)議，例如混合自動重復(fù)請求(HARQ)方案。

2007 年高吞吐量(HT)802.11n 修正案（Wi-Fi 4)引入了空間復(fù)用(SM)MIMO，最大傳輸4 條空間流(SS)。2013 年超高吞吐量(VHT)IEEE 802.11ac 修正案（Wi-Fi 5）已將SS的最大數(shù)量從4 個增加到8 個。802.11ac 修正案還引入了DL MU-MIMO，并將最大帶寬從40MHz 擴(kuò)展到160MHz。2020 年高效(HE)802.11ax 修正案規(guī)定了正交頻分多址(OFDMA)和UL MU-MIMO，保持最大空間流數(shù)等于8，最大帶寬等于160MHz。文獻(xiàn)中簡要介紹了802.11ax 修正案中引入的大量新功能，其主要目標(biāo)是提高超密集網(wǎng)絡(luò)中的MAC 數(shù)據(jù)SAP 吞吐量。2024 802.11be 修正案被標(biāo)記為極高吞吐量(EHT)，主要專注于為類似于為5G（第5 代）通訊定義的應(yīng)用場景提供服務(wù)質(zhì)量(QoS)，即增強(qiáng)型移動多媒體寬帶和超可靠低延遲通信 (URLLC)。

本文介紹了一組仿真結(jié)果，用于分析天線數(shù)量的增加和802.11ax/be 物理層(PHY)上結(jié)合HARQ 協(xié)議以提高的吞吐量、容量和可靠性：下行波束成形(TxBF)；上行空間擴(kuò)展SU-MIMO；DL/UL MU-MIMO?？紤]到獲得一個包含802.11ax/be PHY 所有方面的分析模型幾乎是不可能的，本文基于與TG 802.11ax/be 會議中發(fā)表的相關(guān)模擬研究比較的一階模擬驗證方法。

2 仿真設(shè)置

本文使用的IEEE 802.11ax/be PHY 仿真器的重要參數(shù)如表1 所示，該模擬器遵循802.11ax Draft 4.0 的建議，因為TG 802.11be 目前處于其標(biāo)準(zhǔn)化活動的早期階段，但本文也引入了802.11be 修正以滿足研究新特性。如圖1 所示本文實現(xiàn)802.11ax/be PHY 高效多用戶(HE MU)幀的模擬器，其中高效長訓(xùn)練場(HE-LTF)用于MIMO 信道估計，發(fā)送HE-LTF 導(dǎo)頻所需的字段數(shù)量取決于天線的數(shù)量。

圖1： HE MU 802.11ax 幀格式

表1：：802.11ax/be PHY 仿真參數(shù)設(shè)置

其中，Legacy Short Training Field (L-STF)；傳統(tǒng)長期訓(xùn)練場（L-LTF）；傳統(tǒng)信號場（L-SIG）；重復(fù)遺留信號字段（RL-SIG）；HE 信號A 場（HE-SIG-A）；HE 信號B 場（HE-SIG-B）；HE-STF；HE LTF；MAC 協(xié)議數(shù)據(jù)單元（PDU）；數(shù)據(jù)包擴(kuò)展(PE)。

802.11ax 協(xié)議定義最大端口數(shù)為 8，即最大允許同時傳輸8 個SS。802.11n/ac/ax 修正案定義了HE-LTF 中使用的正交覆蓋矩陣，以便在沒有碼間干擾的情況下解碼這些字段。對Wi-Fi 協(xié)議進(jìn)行深入研究的主題是設(shè)計和分析方案以減少傳輸 MIMO 信道估計導(dǎo)頻所需的開銷。在本文中設(shè)定HE-LTF 導(dǎo)頻是在沒有壓縮的情況下傳輸?shù)?，即它實現(xiàn)了4x HE-LTF 信道探測模式。具有16 個天線端口的MIMO信道估計的正交覆蓋矩陣由公式（1）給出，其中O是IEEE 802.11ax 修正案中定義的覆蓋Hadamard 矩陣，用于估計有8 個天線端口的信道。

表2 顯示了802.11ax PHY 層的每站數(shù)據(jù)速率(STA)與調(diào)制編碼方案(MCS)、每個STA 傳輸?shù)腟S 數(shù)量以及在多用戶環(huán)境中訪問信道的STA 總數(shù)的關(guān)系。在本文中假設(shè)IEEE 802.11ax 修正案中指定的二進(jìn)制卷積碼(BCC)的實現(xiàn)；解碼器實現(xiàn)軟判決維特比解碼。802.11be 修正案將定義6GHz 時的最大帶寬為320MHz，每個STA 的最16SS 數(shù)量用于SU-MIMO 信道。比如，MCS7 在理想設(shè)置下允許大約22Gbps 的峰值PHY 數(shù)據(jù)速率。

表2：802.11ax/be PHY 部分mcs 對應(yīng)表(CP=800ns，BW=20MHz，單位：Mbps)

定義為[n, n, K, n]的系統(tǒng)具有以下設(shè)置：

（1）具有n個天線的發(fā)射機(jī)；

（2）具有 n個天線的接收機(jī)；

（3）K 個信道同時傳輸；

（4）AP 在DL 上向每個STA 發(fā)送n個空間流。另外，在模擬UL 時每個客戶端都會向AP 發(fā)送n個SS。在本文中給出了TGn D 信道的仿真結(jié)果，這是一種在鏈路兩側(cè)具有空間相關(guān)性的頻率選擇性信道，通常用于模擬辦公環(huán)。

3 收發(fā)器架構(gòu)

DL MU-MIMO 發(fā)射機(jī)的平均最小平方誤差(MMSE)預(yù)編碼器由文獻(xiàn)給出，公式如下：

單用戶(SU)MIMO 信道的發(fā)射波束成形(TxBF)方案也實現(xiàn)了MMSE 預(yù)編碼器，可以通過在公式（2-3）中將K 置為1 來對其進(jìn)行建模。

空間擴(kuò)展(SE)是一種在每個天線都有自己獨立的功率放大器時，當(dāng)SS 的數(shù)量少于發(fā)射天線的數(shù)量時避免射頻(RF)功率損失的技術(shù)。在本文中假設(shè)在DL SU-MIMO 信道中實現(xiàn)TxBF。但是本文實驗在上行鏈路(UL)SU-MIMO 信道中采用了空間擴(kuò)展，以分析低復(fù)雜度客戶端設(shè)備的性能。802.11 修正案沒有定義用于采用SE 方案的特定矩陣，因此在本文中將1 個SS 映射到2 個發(fā)射天線的SE 矩陣由下式給出：

4 結(jié)果分析

在本文中，除了實現(xiàn)傳輸數(shù)據(jù)包（DP）的所有字段外，還實現(xiàn)了非數(shù)據(jù)（NDP）的傳輸來探測信道。接收器使用這些 NDP 來估計使用 LS 方案的信道矩陣。且假設(shè)信道狀態(tài)信息 (CSI) 的這種實際估計在理想信道上被反饋給所有子載波，即沒有錯誤、延遲和量化。本文所示的仿真結(jié)果假設(shè)OFDM 幀的數(shù)據(jù)字段（見圖 1）傳輸1000 個八位字節(jié)的MAC 協(xié)議數(shù)據(jù)單元（MPDU）。

4.1 單用戶MIMO(SU-MIMO)發(fā)射波束成形(TxBF)和空間擴(kuò)展(SE)

圖2 顯示了DL SU-MIMO TGn D 信道上的分組錯誤率(PER)的SNR 的函數(shù)結(jié)果曲線。這些結(jié)果可分析在不同數(shù)量的發(fā)射天線（4、8 或16）在使用MCS4（16QAM，BCC，碼率r=3/4）和MCS7（64QAM，BCC，r=5/6）受TxBF 的影響。假設(shè)AP 僅向具有2 接收天線的STA 發(fā)送1 個SS。該圖還有在在TGn D[2,4,1,1]和[2,8,1,1]信道上當(dāng)STA 使用SE 且2 個發(fā)射天線向具有4 個或8 個接收天線的AP 發(fā)射1個SS 的UL SU-MIMO 結(jié)果。系統(tǒng)使用4x HE-LTF 模式進(jìn)行LS 信道估計。

結(jié)論1：對PER=1%時的結(jié)果進(jìn)行分析。如圖2 所示，MCS4(〇)仿真結(jié)果所示當(dāng)發(fā)射天線的數(shù)量從4 增加到8 時，功率增益為3.5dB；但當(dāng)發(fā)射天線的數(shù)量從8 個增加到16 個時性能僅提高了1dB。這是因為傳輸L-SIG、RL-SIG 和HESIGA控制字段沒有實現(xiàn)TxBF(見圖 1）。因此在低SNR區(qū)域，大部分PER 是由于解碼這些控制字段失敗而發(fā)生的。其次當(dāng)調(diào)度具有高基數(shù)信令方案的MCS(如MCS7，64-QAM)時，當(dāng)發(fā)射天線數(shù)量從4(▲)增加到8( )和從8( )到16(△)時，功率增益分別為4dB 和5.5dB。另外對具有SE 方案的UL SU-MIMO TGn D[2,4,1,1]信道的MCS4( *)和具有TxBF的DL SU-MIMO TGn D[4,2,1,1]信道的MCS7(▲x)上功率大約有3dB 差異。對于MCS7( +)，在DL TGn D[8,2,1,1]和UL TGn D[2,8,1,1]信道之間也有3dB 左右的差異。最后若將接收天線的數(shù)量從4 個增加到8 個且使用改善接收分集，則采用SE 方案時MCS7(+x)的功率增益約為3dB。

圖3 與圖2 類似，只是AP 在DL 上傳輸兩個SS。另外該圖還顯示了在STA 沒有使用TxBF 的情況下傳輸兩個SS在UL SU-MIMO TGn D[2,4,1,2] 和TGn D[2,16,1,2] 信道的結(jié)果。

結(jié)論 2：從圖2 和圖3 相比較可得，在接收端保留自由度（即不使用所有自由度來增加吞吐量）可以顯著提高系統(tǒng)性能。如對于具有8 個發(fā)射和2 個接收天線的TxBF收發(fā)器，分別傳輸1 個SS（圖2）和2 個SS（圖 3）時，MCS7 分別要求16dB 和25dB 的SNR（PER=1%）。其次在沒有接收分集的情況下使用TxBF 時，DL 系統(tǒng)性能的會有下降，因此需要更好的SNR 才能實現(xiàn)MCS4( *,〇+)和MCS7(▲x)的PER=1%目標(biāo)。另外在UL 信道中SS 的數(shù)量等于發(fā)射天線的數(shù)量，并且未實現(xiàn)TxBF，但因未采用TxBF 導(dǎo)致的性能增益缺失被AP 處的接收分集進(jìn)行了補(bǔ)償。最后圖3 所示的結(jié)果證實了收益遞減規(guī)律，即TxBF 和發(fā)射天線數(shù)量帶來的性能改進(jìn)邊際遞減。

圖3：2SS 時SU-MIMO 不同天數(shù)數(shù)量下SNR-PER 曲線圖

如表3 總結(jié)了圖2 和3 中所示的結(jié)果。分析TxBF 的典型目標(biāo)PER = 1%的表現(xiàn)。

表3：TxBF 的DL MU-MIMO 時不同收發(fā)天線數(shù)下獲得PER=1%的SNR 統(tǒng)計表

圖2：DL SU-MIMO 不同天線下不SNR-PER 曲線圖

結(jié)論3：如表3 所示可得：

（1）當(dāng)不使用接收分集時，需要更好的SNR 才能獲得PER=1%的目標(biāo)，如當(dāng)MCS4 使用4 個發(fā)射天線實現(xiàn)TxBF時，有接收分集時僅需SNR=14dB，而不使用接收分集則需25dB)；

（2）可以通過增加發(fā)射天線的數(shù)量來減輕接收分集的缺失。 如在具有4 個發(fā)射天線和2 個接收天線的系統(tǒng)中，當(dāng)SS 的數(shù)量從1 個增加到2 個時，MCS4 的功率損耗為11dB(25-14)。但在具有16 個發(fā)射天線的系統(tǒng)中，對于MCS4 此功率損耗從11dB 降低到4dB(13-9)。

4.2 下行多用戶 MIMO (DL MU-MIMO)

如圖4 所示，DL MU-MIMO TGn D[8,1,4,1]、[16,1,4,1]和[16,2,4,1]信道上的PER 與 SNR(dB)受發(fā)射(8 或16)和接收(1 或2)天線數(shù)量的影響情況。另外僅在TGn D[16,1,4,1]和TGn D[16,2,4,1]信道上傳輸MPDU 時才加入噪聲，即HE-LTF(見圖 1)為DP 和NDP 傳輸信道探測導(dǎo)頻在傳輸過程中沒有噪聲。

圖4：DL MU-MIMO 下不同收發(fā)天數(shù)下SNR-PER 曲線圖

（1）由于SNR 增加時CSI MSE 降低，而MMSE 預(yù)編碼器的性能提高；

（2）未能解碼控制字段，如結(jié)論1 所述，對低SNR 狀態(tài)下的PER 有顯著貢獻(xiàn)。

（2）當(dāng)CSI 估計無噪聲時,將接收天線的數(shù)量從1 增加到2 允許MCS2(-+)和MCS5(*x)的功率增益分別為5dB和1dB。

如圖5 展示出了發(fā)射天線數(shù)量（8 或16）、接收天線數(shù)量（2 或4）和SS 數(shù)量（1 或2）發(fā)射到四個客戶時對DL MU-MIMO PHY 性能的聯(lián)合影響。注意同時傳輸?shù)腟S 總數(shù)等于調(diào)度客戶端數(shù)與每個客戶端傳輸?shù)腟S 數(shù)的乘積。

圖5：4 個客戶端下DL MU-MIMO 下不同收發(fā)天數(shù)時SNR-PER曲線圖

4.4 SU-MIMO TXBF使用CC-HARQ

本文接著研究了802.11be PHY 在實現(xiàn) CC-HARQ時的性能。接收符號的組合在解調(diào)器的輸出端實現(xiàn)，該解調(diào)器對OFDM 子載波傳輸?shù)臄?shù)據(jù)符號進(jìn)行軟解調(diào)。假設(shè)信道在重傳之間不相關(guān)，并且預(yù)編碼器在每次新的傳輸或重傳時更新。

圖6 描述了DL SU-MIMO TGn D 信道上在實現(xiàn)TxBF和CC-HARQ 時的SNR-PER 對應(yīng)關(guān)心。另外，圖7 還顯示了在沒有重傳的UL SU-MIMO TGn D[2,16,1,2]信道上的仿真結(jié)果。

圖6：TxBF 和CC-HARQ 下DL SU-MIMO 的SNR-PER 曲線圖

5 最終結(jié)論

對于本文分析的大多數(shù)研究案例，將802.11ax/be PHY中的天線端口數(shù)量從8 個增加到16 個，可以為本文分析的所有收發(fā)器提供功率增益，詳見采用TxBF 的DL SUMIMO(參見圖2 和 3)、DL MU-MIMO(參見圖4 和5)，但由于傳統(tǒng)控制字段的解碼失敗(參見圖 1），采用TxBF 的DL SU-MIMO（參見圖 2）和DL MU-MIMO（參見圖 4）在低SNR 時會非常影響PER。另外還驗證了在DL 實現(xiàn)TxBF并且低復(fù)雜度客戶端下財團(tuán)空間擴(kuò)展時 DL 和 UL 之間存在功率不平衡問題（見圖 2）。在接收端保留自由度（即不使用所有自由度來增加吞吐量）以降低實現(xiàn)給定PER 所需的SNR 至關(guān)重要（見圖3、5）。換句話說，增加吞吐量需要設(shè)計具有足夠天線數(shù)、MIMO 檢測器和智能調(diào)度方案的低成本、低功耗客戶端芯片組。在本文分析的案例中，將CCHARQ 且允許最大重傳次數(shù)為2 時，可獲得3dB 功率增益（見圖6）；同時若將最大重傳次數(shù)從 2 增加到 3 時可再獲得1dB 的增益，這是因為HARQ 在低SNR 區(qū)域可獲得更明顯的功率增益。