基于3dB 耦合器的G 波段4 路功分器研究

韓玉朝 孔令甲 李德才

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第十三研究所 河北省石家莊市 050051）

太赫茲波廣義上一般指頻率在100GHz～10THz(波長(zhǎng)為3mm～30μm)范圍內(nèi)的電磁波，其分別在長(zhǎng)波和短波方向與毫米波和紅外線(xiàn)存在一定的重疊區(qū)域，因太赫茲位于電磁波譜上由電子學(xué)向光子學(xué)過(guò)渡的特殊位置，具有非常優(yōu)良的特性，加之其在安檢、成像、通信、天文觀(guān)測(cè)等多個(gè)領(lǐng)域展現(xiàn)出獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)，近年來(lái)已經(jīng)引起世界各國(guó)的廣泛關(guān)注，成為全球科學(xué)研究的前沿和熱點(diǎn)之一。

在太赫茲無(wú)線(xiàn)通信中，單個(gè)器件的輸出功率隨頻率的升高而受到限制，為了滿(mǎn)足太赫茲波段較大功率輸出的需求，組件設(shè)計(jì)中必然要用到功率分配和合成網(wǎng)絡(luò)，功分器在電路末端的反向使用可以將多路能量進(jìn)行合成，達(dá)到大功率輸出的目的。常見(jiàn)的微波功分器有微帶功分器、波導(dǎo)功分器和基片波導(dǎo)功分器等，在太赫茲頻段，傳統(tǒng)微帶結(jié)構(gòu)因介質(zhì)損耗和輻射損耗等缺點(diǎn)已明顯不適用；而波導(dǎo)功分器因其在功率、損耗和帶寬方面的優(yōu)勢(shì)，廣泛應(yīng)用于寬帶通信、視頻成像、大功率發(fā)射機(jī)及相控陣?yán)走_(dá)等方面。當(dāng)前國(guó)內(nèi)外對(duì)于太赫茲波導(dǎo)功分器的研究已廣泛存在，2011 年Universidad Politécnica de Valencia 的Daniel S E、Miguel F B、Mariano B E 等學(xué)者提出了一種新型的適用于太赫茲波段的低損耗多層介質(zhì)矩形波導(dǎo)，他們用此種結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了一個(gè)工作于950GHz的功分器，此種功分器不會(huì)產(chǎn)生高次模，能將能量正確的分配到兩個(gè)輸出端口，只有很少的能量損失，各輸出端口的插損約為3.54dB。

在太赫茲頻段，目前常用的波導(dǎo)功分器結(jié)構(gòu)有E 面分支線(xiàn)電橋、H 面裂縫電橋。四端口魔T 結(jié)構(gòu)也可以實(shí)現(xiàn)高隔離度，但鑒于立體結(jié)構(gòu)相較復(fù)雜，在太赫茲頻段由于尺寸結(jié)構(gòu)小而不易實(shí)現(xiàn)，且對(duì)裝配要求極高，所以不常被使用；而在太赫茲波段，E 面分支線(xiàn)電橋?qū)︸詈峡p隙的加工精度要求極高，往往只有幾十微米，實(shí)際加工中很難達(dá)到而令人望而卻步；本文介紹的3dB 耦合器結(jié)構(gòu)屬于H 面裂縫電橋。

1 原理分析

本文介紹了一種基于3dB 耦合器的G 波段4 路功分器的設(shè)計(jì)方法，是屬于H 面裂縫電橋，其結(jié)構(gòu)如圖1 所示。該結(jié)構(gòu)在平行的兩路波導(dǎo)之間的窄墻上切出一段固定長(zhǎng)度的耦合縫隙，即圖1 中的W2，左右結(jié)構(gòu)對(duì)稱(chēng)。這種波導(dǎo)耦合器主要由耦合區(qū)和傳輸區(qū)兩部分組成，波在傳輸區(qū)為單模傳輸，只允許主模TE模通過(guò)，當(dāng)波傳輸?shù)今詈蠀^(qū)時(shí)，激勵(lì)起TE模和TE模的混合模式，再傳輸?shù)胶竺娴膫鬏攨^(qū)時(shí)，又分解為T(mén)E模進(jìn)行傳輸。

圖1： 3dB 耦合器模型

圖1 中，P1 為信號(hào)輸入端口，P2 為直通端口，P3 為耦合端口，P4 為隔離端口。微波信號(hào)自P1 端口輸入，其中一部分會(huì)沿著主波導(dǎo)傳輸?shù)街蓖ǘ丝赑2，即傳輸區(qū)；另一部分會(huì)從主波導(dǎo)通過(guò)耦合縫隙進(jìn)入平行波導(dǎo)傳輸?shù)今詈隙丝赑3，即耦合區(qū)。通過(guò)調(diào)整耦合縫隙寬度W2 的值，可以在直通端口和耦合端口得到等功率能量的信號(hào)，即實(shí)現(xiàn)功率等分。在實(shí)際應(yīng)用中隔離端口P4 需要接匹配負(fù)載。

G波段標(biāo)準(zhǔn)的矩形波導(dǎo)內(nèi)截面尺寸為1.09mm×0.55mm，為了提高傳輸效率和帶寬，降低仿真難度，3dB 耦合器采用非標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)進(jìn)行傳輸。經(jīng)過(guò)實(shí)際仿真優(yōu)化，選擇波導(dǎo)內(nèi)截面尺寸為0.851mm×0.477mm，即圖1 中L=0.851mm，波導(dǎo)的短邊長(zhǎng)度為0.477mm，此情況下，仿真效果最佳，且傳輸效率高。在實(shí)際工程應(yīng)用中，輸入輸出端口一般采用標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)與外界對(duì)接，因此3dB 耦合器的模型需要通過(guò)變換過(guò)渡為標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)。另外，為了使主副波導(dǎo)之間的耦合裂縫段只能傳輸TE和TE兩種模式，W2 需要選取適當(dāng)?shù)闹?，根?jù)奇偶模疊加原則，假設(shè)在輸入端口P1、隔離端口P4 有電場(chǎng)幅度相等的奇偶模兩種激勵(lì)模式，相當(dāng)于把P1 端口輸入的電磁波等效為P1、P4 端口輸入的波疊加，再根據(jù)奇偶禁戒規(guī)則，分析偶模激勵(lì)會(huì)在波導(dǎo)裂縫耦合區(qū)域產(chǎn)生TE波，而奇模激勵(lì)會(huì)在波導(dǎo)裂縫耦合區(qū)域產(chǎn)生TE波，根據(jù)各自的波長(zhǎng)以及功分器直通端口P2和耦合端口P3輸出功率相等的原則，即可計(jì)算出W2 的值，本模型中W2 取0.562mm。

根據(jù)上述理論分析，結(jié)合仿真優(yōu)化，當(dāng)圖1 中各尺寸取表1 中所示值時(shí)，直通端口P2 和耦合端口P3 的輸出功率相等，且信號(hào)能進(jìn)行良好的傳輸。

表1： 3dB 耦合器尺寸表

2 仿真設(shè)計(jì)

基于上述詳細(xì)分析，分三部分進(jìn)行逐步建模，具體如下：

2.1 3dB耦合器模型

3dB 耦合器是G 波段4 路功分器的基礎(chǔ)，根據(jù)表1 中3dB 耦合器的尺寸取值，建立基本模型如圖2 所示。

圖2： 3dB 耦合器模型

參照?qǐng)D1 的說(shuō)明設(shè)置各個(gè)端口，經(jīng)過(guò)仿真與設(shè)計(jì)優(yōu)化，在目標(biāo)頻帶210GHz ～220 GHz 內(nèi)，3dB 耦合器的輸入輸出端口回波損耗優(yōu)于-20dB，插入損耗優(yōu)于3.2dB，直通端口與耦合端口的隔離度優(yōu)于15dB，仿真結(jié)果如圖3、圖4 所示，G 波段信號(hào)實(shí)現(xiàn)良好傳輸。

圖3： 插入損耗仿真結(jié)果

圖4： 輸入輸出端口回波損耗仿真結(jié)果

2.2 標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)端口的功分器模型

在實(shí)際工程應(yīng)用中，輸入輸出端口往往不會(huì)是非標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)，總是希望對(duì)外接口使用標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)，這就要求將3dB 耦合器傳輸過(guò)程中的非標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)通過(guò)系列變換，過(guò)渡為標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)。通過(guò)理論分析與實(shí)際仿真相結(jié)合，本模型中采用兩級(jí)臺(tái)階逐級(jí)過(guò)渡，可以更好的實(shí)現(xiàn)過(guò)渡匹配。其中第一級(jí)臺(tái)階的高度為0.037mm，長(zhǎng)度0.589mm，寬度0.928mm；第二級(jí)臺(tái)階的高度為0.035mm，寬度1.1mm，已轉(zhuǎn)換為標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)。根據(jù)上述分析，建模如圖5 所示：

圖5： 標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)端口模型

為了提高仿真效率，信號(hào)輸入端口仍采用非標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，結(jié)果可參考其余端口；根據(jù)實(shí)際工程應(yīng)用，在隔離端口處需加吸收負(fù)載對(duì)波進(jìn)行吸收，吸收負(fù)載選用斜坡面結(jié)構(gòu)，端口回波優(yōu)于-20dB，材料介電常數(shù)為15。參照?qǐng)D1 中的說(shuō)明設(shè)置各個(gè)端口，經(jīng)過(guò)仿真與設(shè)計(jì)優(yōu)化，在目標(biāo)頻帶210GHz ～220GHz 內(nèi)，標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)端口的功分器回波損耗優(yōu)于-18dB，插入損耗優(yōu)于3.2dB，直通端口與耦合端口的隔離度優(yōu)于15dB，仿真結(jié)果如圖6 所示，G 波段信號(hào)實(shí)現(xiàn)良好傳輸，可滿(mǎn)足工程上應(yīng)用。

圖6： 回波損耗&插入損耗仿真結(jié)果

2.3 G波段4路功分器模型：

基于上述仿真模型與結(jié)果，結(jié)合實(shí)際加工可實(shí)現(xiàn)性，將上述雙路功分器級(jí)聯(lián)形成G 波段的4 路功分器，基本建模如圖7 所示。

圖7： G 波段四路功分器模型

按照?qǐng)D7 中的標(biāo)示設(shè)置P1 ～P5 共5 個(gè)端口，其中P1為功率輸入端口，P2 ～P5 為四個(gè)功率輸出端口，P6 ～P8為隔離端口，在實(shí)際工程應(yīng)用中需接吸收負(fù)載。經(jīng)過(guò)仿真與設(shè)計(jì)優(yōu)化，在目標(biāo)頻帶210GHz ～220GHz 內(nèi)，G 波段4 路功分器的回波損耗優(yōu)于-15dB，插入損耗優(yōu)于6.5dB，直通端口與耦合端口的隔離度優(yōu)于15dB。仿真結(jié)果如圖8、圖9所示，根據(jù)仿真結(jié)果分析，該模型可滿(mǎn)足實(shí)際工程上應(yīng)用。

圖8： 插入損耗仿真結(jié)果

圖9： 回波損耗仿真結(jié)果

3 實(shí)際產(chǎn)品設(shè)計(jì)與測(cè)試

按照分析的設(shè)計(jì)思路與仿真結(jié)果，結(jié)合實(shí)際加工可行性，將模型拆分成三部分進(jìn)行加工，分別為功分下腔體、功分上腔體以及吸收負(fù)載腔體，實(shí)際加工的結(jié)構(gòu)圖如圖10 所示。

圖10： 實(shí)際加工的功分腔體結(jié)構(gòu)圖

為了方便評(píng)估，加工了兩套相同的4 路功分器以及一個(gè)4 路直通結(jié)構(gòu)，如圖11 所示，用螺釘將兩個(gè)4 路功分器通過(guò)直通固定連接，利用上下變頻器件在矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀上進(jìn)行測(cè)試，得到的結(jié)果去除上下變頻和直通結(jié)構(gòu)的損耗再除以2，即為單個(gè)4 路功分器結(jié)構(gòu)的插入損耗，結(jié)果如圖12 所示。

圖11： 對(duì)背功分器測(cè)試結(jié)構(gòu)

圖12： 單個(gè)4 路功分器的插入損耗

由上述測(cè)試結(jié)果可看出：在目標(biāo)頻帶內(nèi)，4 路功分器的插入損耗優(yōu)于7.0dB，稍偏大于仿真值6.5dB，這主要是由于產(chǎn)品頻段較高，實(shí)際機(jī)加工的精度、內(nèi)表面的平整度與仿真設(shè)置值有所偏差；再加上該頻段無(wú)法直接測(cè)試，需要通過(guò)上下變頻器件將頻率變換到可測(cè)試范圍，變相的引入了其它器件等額外因素，導(dǎo)致測(cè)試結(jié)果比仿真稍稍偏差。另外因測(cè)試條件限制，無(wú)法直接測(cè)試輸入輸出端口的回波損耗，只能通過(guò)仿真結(jié)果結(jié)合插入損耗的實(shí)際測(cè)試結(jié)果，初步判定實(shí)際加工結(jié)構(gòu)可滿(mǎn)足工程應(yīng)用。

4 結(jié)論

本文介紹了一種基于3dB 耦合器的G 波段4 路功分器的設(shè)計(jì)，對(duì)其工作原理和仿真設(shè)計(jì)做了詳細(xì)分析。通過(guò)仿真，G 波段4 路功分器在目標(biāo)頻帶210GHz ～220GHz 內(nèi)的回波損耗優(yōu)于-15dB，插入損耗優(yōu)于6.5dB。根據(jù)仿真結(jié)果加工了實(shí)際產(chǎn)品并進(jìn)行測(cè)試，由于加工精度及測(cè)試誤差等因素，實(shí)測(cè)的插入損耗約7.0dB。根據(jù)理論仿真分析與實(shí)測(cè)結(jié)果，基本判定該結(jié)構(gòu)可以滿(mǎn)足工程應(yīng)用的需求。