PCB平面繞組力矩電機(jī)閉環(huán)反饋式驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)設(shè)計(jì)

張奇， 王勁松*， 屈阿雪， 宋賀， 馬澤同

(1.長春理工大學(xué)光電工程學(xué)院， 光電工程國家級(jí)實(shí)驗(yàn)教學(xué)示范中心， 長春 130012； 2.長春理工大學(xué)光電工程學(xué)院， 光電測控與光信息傳輸技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 長春 130012)

由柔性板PCB(printed circuit board)構(gòu)成的直流無刷力矩電機(jī)最早出現(xiàn)在20世紀(jì)中期，其與傳統(tǒng)電機(jī)有著相同的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，都是由繞組定子和永磁體轉(zhuǎn)子構(gòu)成，與直流無刷力矩電機(jī)不同的是PCB繞組板取代了線圈繞組，使得電機(jī)的結(jié)構(gòu)更加小巧靈活，同時(shí)還具備結(jié)構(gòu)簡單、體積小、質(zhì)量輕等優(yōu)點(diǎn)以及能夠低速運(yùn)行且穩(wěn)定性高的優(yōu)勢[1-2]。由上述的這些性能可使PCB電機(jī)能廣泛應(yīng)用于光學(xué)系統(tǒng)的光纖干涉測量系統(tǒng)中[3]。利用光學(xué)干涉技術(shù)測量長度、角度等物理量時(shí), 需要使用旋轉(zhuǎn)式光學(xué)延遲線得到不同光程的光束, 使其與參考光發(fā)生干涉來獲得測量值。如果光學(xué)延遲線在旋轉(zhuǎn)過程中晃動(dòng), 光束就無法原路返回, 那么就無法相互干渉, 導(dǎo)致測量失敗。因此需要設(shè)計(jì)一種高穩(wěn)定性、魯棒性強(qiáng)的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)對(duì)光學(xué)延遲線部分平穩(wěn)和精確的控制。

在電機(jī)控制領(lǐng)域，工程上常用傳統(tǒng)比例積分微分(proportion integral derivative, PID)控制算法，這種傳統(tǒng)的控制方法雖然容易實(shí)現(xiàn)，但卻始終存在轉(zhuǎn)速超調(diào)和快速跟蹤方面的問題，當(dāng)系統(tǒng)處在復(fù)雜的擾動(dòng)環(huán)境下時(shí)，其轉(zhuǎn)速跟蹤的精度偏低并且系統(tǒng)平穩(wěn)性方面較差，因此制約了電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)性能的提升[4]。現(xiàn)代控制領(lǐng)域中應(yīng)用于電機(jī)調(diào)速的多種控制方法如模糊控制、模型預(yù)測控制、滑膜控制等或需要被控對(duì)象有精確數(shù)學(xué)模型，或在模型失配和外界擾動(dòng)下控制性能惡化[5]。自抗擾控制(active disturbance rejection control，ADRC)方法不依賴被控對(duì)象精確數(shù)學(xué)模型，具備擾動(dòng)估計(jì)和補(bǔ)償?shù)哪芰?，控制效果較好且計(jì)算量不大，有利于電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)性能的提升。

自抗擾控制算法由于其具有不依賴于被控對(duì)象有精確的數(shù)學(xué)模型和抗擾動(dòng)能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，目前其廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代工業(yè)現(xiàn)場。陳路明等[6 ]運(yùn)用自抗擾控制方法，對(duì)永磁同步輪轂電機(jī)的轉(zhuǎn)速系統(tǒng)模型進(jìn)行了分析，結(jié)果表明自抗擾控制在提升永磁同步輪轂電機(jī)轉(zhuǎn)速響應(yīng)快速性和減小轉(zhuǎn)速超調(diào)方面具有獨(dú)特優(yōu)勢。張?jiān)浇艿萚7 ]提出一種擾動(dòng)分離自抗擾控制算法，并用于提高光電穩(wěn)定平臺(tái)伺服系統(tǒng)的抗擾動(dòng)能力，最后驗(yàn)證了有效地提高了光電穩(wěn)定平臺(tái)的穩(wěn)態(tài)精度。白杰等[8 ]利用線性自抗擾控制技術(shù)設(shè)計(jì)了設(shè)定點(diǎn)控制器，并將控制器進(jìn)行了參數(shù)整定，最終結(jié)果表明采用線性自抗擾控制技術(shù)的控制器可以在兩種不同的飛行條件下保持優(yōu)異的性能。本文中設(shè)計(jì)的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)以基于自抗擾控制的PCB平面繞組力矩電機(jī)的矢量控制模型為基礎(chǔ)，采用自抗擾控制器取代速度環(huán)，PI控制器作為電流環(huán)，增強(qiáng)了系統(tǒng)的抗擾動(dòng)能力，提高了控制性能。通過仿真和實(shí)驗(yàn)表明，相比于傳統(tǒng)PI速度環(huán)的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，該系統(tǒng)具有更好的控制效果，驗(yàn)證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可行性[9-10]。

1 驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的整體構(gòu)成

依托的生物測量儀研究要求產(chǎn)品小型化、輕量化、測量精度高, 基于這些要求, 將PCB平面繞組力矩電機(jī)應(yīng)用在生物測量儀中光學(xué)延遲線的控制。在光學(xué)延遲線系統(tǒng)中, 要獲得完整的光脈沖信號(hào), 需要對(duì)發(fā)生相對(duì)位移或相移的被測信號(hào)進(jìn)行采樣[11], 其中測量脈沖信號(hào)與參考脈沖信號(hào)的相對(duì)時(shí)間延遲是通過光學(xué)延遲線的往復(fù)運(yùn)動(dòng)實(shí)現(xiàn)的。PCB平面繞組力矩電機(jī)帶動(dòng)光學(xué)延遲線旋轉(zhuǎn)以改變激光的光程, 當(dāng)外部激光器發(fā)出測量光束水平入射到旋轉(zhuǎn)的光學(xué)延遲線上, 經(jīng)其折射后到達(dá)光源調(diào)整部分的反射鏡, 最后原路反射回來與參考光束發(fā)生干涉?；驹砣鐖D1所示。

PCB平面繞組力矩電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)由STM32主控電路、PCB平面繞組力矩電機(jī)、三相全橋PWM(pulse width modulation)驅(qū)動(dòng)電路、反饋調(diào)節(jié)電路、上位機(jī)等組成。由STM32芯片向IR2101s 和MOS(metal oxide semiconductor)管構(gòu)成的三相驅(qū)動(dòng)電路中輸入六路PWM 脈沖序列，控制相應(yīng)驅(qū)動(dòng)電路中的MOS管通斷使電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)。反饋調(diào)節(jié)電路輸出檢測到的電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信息，由STM32處理得到當(dāng)前轉(zhuǎn)速信息，并在PC端通過上位機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)顯示。圖2為系統(tǒng)整體構(gòu)成圖。

圖1 系統(tǒng)原理示意圖Fig.1 System schematic diagram

為了提高電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)的平穩(wěn)性，使用ADRC算法和PI調(diào)節(jié)進(jìn)行速度控制和電流控制，通過霍爾磁性位置傳感器采集到的位置信息計(jì)算得到轉(zhuǎn)速大小，與速度設(shè)定值nref做差得到速度誤差量作為ADRC控制器的反饋輸入，電流采樣電路經(jīng)過ADC(analog to digital converter)采樣電機(jī)的Iu、Iv兩相電流值，根據(jù)基爾霍夫電流定律可以求出Iw相電流值，根據(jù)文獻(xiàn)[12]，三相電流經(jīng)Clarke變換和Park變換可以轉(zhuǎn)化為d-q軸上的id和iq作為電流環(huán)的反饋輸入，其中id為勵(lì)磁電流，iq為轉(zhuǎn)矩電流，令idref=0，iqref為ADRC控制器輸出值，對(duì)id和iq進(jìn)行PI(proportion integral)調(diào)節(jié)后輸出Ud和Uq的值經(jīng)過Park逆變換和SVPWM模塊后輸出六路PWM脈沖序列從而達(dá)到電機(jī)轉(zhuǎn)速閉環(huán)反饋控制的目的。圖3為基于ADRC的PCB電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)矢量控制框圖。

圖2 系統(tǒng)整體構(gòu)成圖Fig.2 System overall structure diagram

2 硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2.1 三相全橋PWM驅(qū)動(dòng)電路

PCB平面繞組力矩電機(jī)的定子為PCB繞組板，如圖4所示，該P(yáng)CB繞組板前三層為繞組線圈層，每層有12個(gè)繞組線圈，分為4組，每層線圈同相之間為串聯(lián)，同相不同層之間為并聯(lián)，這樣也就組成了A、B、C三相。所以在驅(qū)動(dòng)時(shí)需要6路PWM脈沖和3路霍爾磁性位置傳感器的信號(hào)確保電機(jī)能夠平穩(wěn)的運(yùn)行。

三相全橋驅(qū)動(dòng)電路選用型號(hào)為IRF2807PBF的MOSFET。IRF2807PBF是一個(gè)單N溝道功率MOSFET，采用先進(jìn)的處理方法達(dá)到一個(gè)極低的導(dǎo)通電阻約為13 mΩ，最大的輸出電壓可達(dá)到75 V，最大的輸出電流可達(dá)到82 A，而且IRF2807PBF具有快開關(guān)速度和堅(jiān)固耐用設(shè)計(jì)，有極高的效率和可靠性[13]。圖5為IRF2807PBF的內(nèi)部結(jié)構(gòu)原理圖。

圖3 基于ADRC的PCB電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)矢量控制框圖Fig.3 Vector control block diagram of PCB motor drive system based on ADRC

圖4 PCB繞組實(shí)物圖Fig.4 PCB winding physical map

圖5 IRF2807PBF的原理圖Fig.5 Schematic diagram of IRF2807PBF

在驅(qū)動(dòng)電路中，MOS管來回多次關(guān)斷，可能會(huì)擊穿功率管的氧化層，造成永久破壞。為保護(hù) MOS 管，在電路設(shè)計(jì)時(shí)每個(gè)IRF2807PBF MOS管的柵極都串聯(lián)了一個(gè)電阻(圖6)，將源極與漏極之間并聯(lián)了起來，這樣不僅能保護(hù)MOS管，還能夠迅速恢復(fù)二極管實(shí)現(xiàn)雙向調(diào)速。

MOS的驅(qū)動(dòng)芯片選用IR2101s控制芯片。在驅(qū)動(dòng)電路中使用三個(gè)IR2101s(圖6)，它們分別對(duì)應(yīng)控制電機(jī)的三相。該芯片用于IGBT(insulated gate bipolar transistor)和MOSFET的600 V高邊和低邊柵極驅(qū)動(dòng)器IC。在本驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中用于連接驅(qū)動(dòng)半橋同一臂上的兩個(gè)MOSFET。IR2101s利用SOIC封裝，采用了高集成度的電平轉(zhuǎn)換工藝，其邏輯輸入兼容3.3、5、15 V。采用懸架通道技術(shù)實(shí)現(xiàn)自舉操作，可以在600 V以上進(jìn)行工作[14]。

2.2 反饋調(diào)節(jié)電路

2.2.1 調(diào)節(jié)原理

圖7為速度反饋調(diào)節(jié)原理圖。該控制系統(tǒng)通過霍爾磁性位置傳感器檢測電機(jī)的實(shí)時(shí)位置信號(hào)并將其傳入主控芯片，經(jīng)過計(jì)算得到當(dāng)前電機(jī)的速率。根據(jù)讀取到的轉(zhuǎn)速設(shè)定值和反饋的實(shí)際速度值計(jì)算得到速度誤差的控制量，經(jīng)過ADRC控制器、PI控制器和SVPWM模塊，然后通過控制MOS管的開關(guān)順序和通斷時(shí)間來改變PCB定子上各個(gè)繞組的電流大小，從而在空間中產(chǎn)生近似于圓形的旋轉(zhuǎn)磁場，進(jìn)而控制三相全橋驅(qū)動(dòng)電路，來及時(shí)調(diào)整電機(jī)的轉(zhuǎn)速，實(shí)現(xiàn)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)的速度反饋控制[15-16]。

在實(shí)際應(yīng)用中，電機(jī)可能會(huì)受到負(fù)載或一些外界環(huán)境變化的影響，導(dǎo)致轉(zhuǎn)速發(fā)生波動(dòng)。為了保持電機(jī)運(yùn)行時(shí)的穩(wěn)定性，本文中使用ADRC控制算法對(duì)電機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)速度補(bǔ)償。

自抗擾控制技術(shù)(active disturbance rejection control，ADRC)最早是由中科院的韓京清教授提出的[17]。這個(gè)算法既包含PID(proportion integral derivative)算法的精髓，又將抗干擾技術(shù)融入其中，使改進(jìn)后的算法在工程實(shí)踐中得到了極為廣泛的應(yīng)用。ADRC控制器包括跟蹤微分器TD(tracking differentiator)、擴(kuò)張狀態(tài)觀測器ESO(extended state observer)和非線性狀態(tài)誤差反饋NLSEF(nonlinear state error feedback)。TD是將輸入信號(hào)進(jìn)行處理得到一個(gè)微分信號(hào)和一個(gè)平滑信號(hào)，并對(duì)這兩個(gè)信號(hào)進(jìn)

圖6 驅(qū)動(dòng)電路圖Fig.6 Drive circuit diagram

v0為轉(zhuǎn)速設(shè)定值；vx為電機(jī)的實(shí)際轉(zhuǎn)速；Δv為轉(zhuǎn)速偏差圖7 反饋調(diào)節(jié)原理圖Fig.7 Schematic diagram of feedback regulation

行跟蹤，這樣是為了防止輸入信號(hào)突變從而減小高頻信號(hào)，保證了系統(tǒng)快速性的同時(shí)又能減小超調(diào)。離散形式的非線性微分跟蹤器為

(1)

式(1)中:h為采樣周期；v為輸入信號(hào)；r1為v的跟蹤信號(hào)；r2為v的近似微分；v(k)為第k時(shí)刻的輸入信號(hào)；δ為決定跟蹤快慢的參數(shù)；fst()為最速控制綜合函數(shù)，具體的表達(dá)式為

(2)

(3)

ESO堪稱ADRC的靈魂，它的輸入為被控對(duì)象的輸出及其控制輸入、輸出分別是被控對(duì)象輸出的估計(jì)值及其一、二階導(dǎo)數(shù)。它的主要作用是通過觀測系統(tǒng)內(nèi)部擾動(dòng)，在反饋中給予補(bǔ)償，以此來消除擾動(dòng)。

(4)

式(4)中:y為輸出量；z1、z2分別為y的跟蹤信號(hào)及跟蹤信號(hào)的微分；z3為不確定干擾的估計(jì)狀態(tài)觀測量；β01、β02和β03分別為積分、比例和微分參數(shù)；fal()為飽和函數(shù)，表示為

(5)

式(5)中：δ為線性段的區(qū)間長度。

NLSEF(nonlinear state error feedback)是為了改進(jìn)PID的缺點(diǎn)而增加的非線性控制律，針對(duì)傳統(tǒng)PID對(duì)誤差、誤差積分和微分利用線性組合求取誤差導(dǎo)致被控系統(tǒng)效率低下的問題，采用非線性組合的方式，提高了系統(tǒng)對(duì)于誤差的計(jì)算和處理效率。其一般表達(dá)式為

(6)

常用的離散算法為

u=k0fal(e0,α0,δ)+k1fal(e1,α1,δ)+

k2fal(e2,α2,δ)

(7)

式(7)中：e1=x1-z1，e2=x2-z2；e0為e1的積分，e1為e2的積分。

2.2.2 反饋調(diào)節(jié)電路構(gòu)成

反饋模塊需要檢測轉(zhuǎn)子的實(shí)時(shí)位置信息以此來進(jìn)行坐標(biāo)變換和速度值的計(jì)算。與直流無刷力矩電機(jī)不同的是，三個(gè)霍爾傳感器放置在了PCB繞組板的底層，且分別放置在A、B、C線圈中間位置，之間角度為30°[18]。

本系統(tǒng)所選用的SS361RT 霍爾磁性位置傳感器靈敏度高，體積小，能夠很好地滿足需求。為了對(duì)霍爾磁性位置傳感器輸出的信號(hào)進(jìn)行濾波，使用了由電容和電阻構(gòu)成的濾波電路，如圖8所示，霍爾磁性位置傳感器輸出的3路信號(hào)由PA6、PA7、PB0接收并傳入到主控芯片，用于檢測轉(zhuǎn)子的實(shí)時(shí)位置信息。結(jié)合STM32最小系統(tǒng)和上述的三相全橋驅(qū)動(dòng)電路以及調(diào)節(jié)電路繪制電路板，圖9為驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)實(shí)物圖。

圖8 霍爾位置信號(hào)處理電路Fig.8 Hall position signal processing circuit

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

3.1 軟件總體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

由圖10系統(tǒng)主程序流程圖所示，主程序和中斷程序構(gòu)成了系統(tǒng)的主要軟件設(shè)計(jì)。主程序主要完成系統(tǒng)的初始化、判斷電機(jī)狀態(tài)、開啟中斷、向電機(jī)輸出PWM波等功能。

3.2 中斷程序設(shè)計(jì)

中斷程序是整個(gè)控制系統(tǒng)的核心，由閉環(huán)調(diào)速程序和串口通信中斷程序構(gòu)成，其主要完成位置讀取、電流采集、ADRC控制和PI電流調(diào)節(jié)等功能，實(shí)現(xiàn)伺服系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制。

圖9 驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)實(shí)物圖Fig.9 Drive system physical map

圖10 系統(tǒng)主程序流程圖Fig.10 System main program flow chart

3.2.1 閉環(huán)調(diào)速程序設(shè)計(jì)

該閉環(huán)式調(diào)速系統(tǒng)主要由ADRC控制器和電流環(huán)兩部分構(gòu)成，ADRC控制器利用ADRC控制算法，電流環(huán)采用PI控制，通過霍爾傳感器采集到的位置信息計(jì)算得到轉(zhuǎn)速大小，利用ADRC控制器使轉(zhuǎn)速跟隨給定值變化，控制電機(jī)轉(zhuǎn)速穩(wěn)定，電流環(huán)用來調(diào)節(jié)電機(jī)動(dòng)態(tài)性能。圖11為閉環(huán)調(diào)速流程圖。

3.2.2 串口通信中斷程序設(shè)計(jì)

UART 串口通信采用中斷的方式, 包括發(fā)送中斷和接收中斷, STM32接收上位機(jī)發(fā)送的給定轉(zhuǎn)速值等命令, 在接收完畢后向上位機(jī)反饋所需的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩等數(shù)據(jù), 串口通信中斷流程圖如圖12所示。

圖11 閉環(huán)調(diào)速流程圖Fig.11 Closed loop speed control flow chart

圖12 串口通信中斷流程圖Fig.12 Serial communication interrupt flow chart

4 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

4.1 仿真及結(jié)果分析

為了檢測PCB電機(jī)在不同條件下運(yùn)轉(zhuǎn)的輸出特性, 驗(yàn)證PCB電機(jī)閉環(huán)反饋式驅(qū)動(dòng)電路控制的穩(wěn)定性, 在Simulink中以傳統(tǒng)PI電機(jī)控制模型為基礎(chǔ), 搭建了基于ADRC算法的閉環(huán)PCB電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)模型圖, 如圖13所示。

在電機(jī)帶載3 N·m的情況下，設(shè)定轉(zhuǎn)速為0時(shí)從0階躍到300 r/min，并且當(dāng)仿真進(jìn)行到0.1 s時(shí)突加2 N·m的負(fù)載，分別得到速度環(huán)采用ADRC控制算法和傳統(tǒng)PI控制算法的電機(jī)轉(zhuǎn)速響應(yīng)特性曲線圖、速度曲線局部放大圖及轉(zhuǎn)矩變化圖，如圖14～圖17所示。

由圖14所示電機(jī)轉(zhuǎn)速響應(yīng)特性曲線圖可以看出，采用ADRC控制算法的電機(jī)轉(zhuǎn)速的控制效果明顯好于PI，由圖15所示啟動(dòng)過渡部分放大圖可以看出，采用ADRC控制算法時(shí)轉(zhuǎn)速由0到300 r/min只用了0.01 s且?guī)缀鯖]有超調(diào)，而使用傳統(tǒng)PI控制算法時(shí)用了0.025 s且出現(xiàn)了385 r/min的轉(zhuǎn)速超調(diào)，由此可見，ADRC比傳統(tǒng)PI具有更好的穩(wěn)態(tài)特性與動(dòng)態(tài)特性。

由圖16所示突加負(fù)載部分放大圖可以看出，當(dāng)在0.1 s時(shí)突加負(fù)載后，使用ADRC控制算法的電機(jī)轉(zhuǎn)速僅出現(xiàn)不到2 r/min的波動(dòng)，而使用傳統(tǒng)PI控制的電機(jī)轉(zhuǎn)速則出現(xiàn)了9 r/min左右的波動(dòng)，由此可見，在使用ADRC控制后，驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的抗干擾能力得到了增強(qiáng)。由圖17所示的轉(zhuǎn)矩變化圖可以看出，在ADRC算法控制下，系統(tǒng)僅用了0.01 s就完成了轉(zhuǎn)矩從0到初始3 N·m的階躍，并且在0.1 s加負(fù)載時(shí)，也僅用了0.004 s就達(dá)到了5 N·m的穩(wěn)定狀態(tài)，而且負(fù)載穩(wěn)定時(shí)轉(zhuǎn)矩誤差波動(dòng)在0.1 N·m范圍內(nèi)，而在傳統(tǒng)PI控制算法下，系統(tǒng)用了0.03 s就完成轉(zhuǎn)矩從0到初始3 N·m的階躍，在0.1 s加負(fù)載時(shí)，用0.02 s達(dá)到了5 N·m的穩(wěn)定狀態(tài)，在負(fù)載穩(wěn)定時(shí)轉(zhuǎn)矩誤差波動(dòng)在0.2 N·m的范圍內(nèi)，由此可見，在使用ADRC控制算法后，驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)具有了更好的平穩(wěn)性，更強(qiáng)的魯棒性。

圖13 基于ADRC的閉環(huán)PCB電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)模型圖Fig.13 ADRC-based closed-loop PCB motor speed control system model diagram

圖14 電機(jī)轉(zhuǎn)速響應(yīng)特性曲線Fig.14 Motor speed response characteristic curve

圖15 啟動(dòng)過渡部分放大Fig.15 Start transition part zoom

4.2 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

為了驗(yàn)證使用ADRC控制算法的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)在低速運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)具有更好的穩(wěn)定性和可靠性，繪制驅(qū)動(dòng)電路板并搭建實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，完成對(duì)PCB平面繞組力矩電機(jī)的驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)安排如下：分別對(duì)使用ADRC控制算法和傳統(tǒng)PI控制算法的PCB平面電機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)轉(zhuǎn)速測量，設(shè)置目標(biāo)轉(zhuǎn)速為300 r/min，通過串口通信記錄從啟動(dòng)到穩(wěn)定的電機(jī)轉(zhuǎn)速波形，圖18為電機(jī)帶載時(shí)的速度響應(yīng)曲線對(duì)比圖，圖19為速度波動(dòng)對(duì)比圖，圖20為實(shí)驗(yàn)裝置圖。

通過以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果看出：在使用傳統(tǒng)PI控制的反饋系統(tǒng)中，電機(jī)約有60 r/min的超調(diào)量，電機(jī)在勻速轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)速度波動(dòng)較大，轉(zhuǎn)速波動(dòng)誤差在3 r/min附近，電機(jī)運(yùn)行的平穩(wěn)性較差。使用ADRC控制算法的反饋驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，電機(jī)無超調(diào)，并且當(dāng)電機(jī)在勻速轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)轉(zhuǎn)速波動(dòng)誤差約1 r/min，大大改善了電機(jī)的運(yùn)行平穩(wěn)性，減小了電機(jī)運(yùn)行時(shí)的速度波動(dòng)，魯棒性更強(qiáng)。

圖19 電機(jī)轉(zhuǎn)速波動(dòng)對(duì)比圖Fig.19 Motor speed fluctuation comparison chart

圖20 實(shí)驗(yàn)裝置圖Fig.20 Experimental setup diagram

5 結(jié)論

用IRF2807PBF MOS管和IR2101s驅(qū)動(dòng)芯片相結(jié)合以STM32為控制芯片設(shè)計(jì)了一個(gè)針對(duì)PCB平面繞組力矩電機(jī)的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，并在軟件中采用了ADRC控制算法。該系統(tǒng)有效地簡化了電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路硬件設(shè)計(jì)和軟件控制方略。并且通過仿真和實(shí)驗(yàn)對(duì)比了傳統(tǒng)PI控制方法，使轉(zhuǎn)速波動(dòng)誤差從3 r/min提高到了1 r/min，證明了所設(shè)計(jì)的閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)的可行性和穩(wěn)定性，能夠保證PCB平面繞組力矩電機(jī)在有負(fù)載或有外界干擾的情況下平穩(wěn)運(yùn)行，同時(shí)設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)也降低了控制的復(fù)雜性和成本，這使得PCB平面繞組力矩電機(jī)能夠廣泛應(yīng)用于低速測量的一些系統(tǒng)中。