三端口DC-DC變換器設(shè)計(jì)

榮海林 楊梓軒 張一民 李文田

（山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院 山東省濟(jì)南市 250061）

1 設(shè)計(jì)目標(biāo)及要求

設(shè)計(jì)并制作三端口 DC-DC 變換器（2021年全國大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽題目），其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。變換器有兩種工作模式：模式 I，模擬光伏電池向負(fù)載供電的同時(shí)為電池組充電（I>0）；模式 II，模擬光伏電池和電池組同時(shí)為負(fù)載供電（I<0）。根據(jù)模擬光照（U的大小）和負(fù)載情況，變換器可以工作在模式 I 或模式 II，并可實(shí)現(xiàn)工作模式的自動(dòng)轉(zhuǎn)換，在各種情況下均應(yīng)保證輸出電壓 U穩(wěn)定在 30V。

圖1：三端口DC-DC變換器結(jié)構(gòu)框圖

設(shè)計(jì)要求：

要求1：U=50V，I=1.2A條件下，變換器工作在模式I，U=30V±0.1V，I≥0.1A。

要求2：I=1.2A，US由45V增加至55V，電壓調(diào)整率S≤0.5%。

要求3：U=50V，I

要求4：U=50V，I=1.2A條件下，變換器效率η≥90%。

要求6：U=35V，I=1.2A條件下，變換器工作在模式II，U=30V±0.1V，效率 。

要求7：U=35V，I由1.2A減小至0.6A，變換器能夠從模式II自動(dòng)轉(zhuǎn)換到模式I，負(fù)載調(diào)整率S≤0.1%。

2 系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

2.1 主電路拓?fù)湓O(shè)計(jì)

方案一：采用兩個(gè)二端口組成三端口網(wǎng)絡(luò)

通過電壓電流采樣控制繼電器的通斷，從而實(shí)現(xiàn)模式Ⅰ與模式Ⅱ之間的轉(zhuǎn)換。但是考慮到該方案電壓電流采樣精度有限，無法達(dá)到其要求，可能會(huì)導(dǎo)致模式Ⅰ與模式Ⅱ之間無法自然切換。且電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，實(shí)際上不易實(shí)現(xiàn)。

方案二：采用采用非隔離雙向Buck-Boost變換器

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可靠性高，易于控制，通過改變MOSFET的占空比即可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入輸出電壓，功率的控制。且所用器件少，MOSFET減小了導(dǎo)通損耗，無論工作在哪種模式，均能獲得較高的效率。

綜合以上兩種方案，選擇方案二。

2.2 最大功率點(diǎn)跟蹤方案設(shè)計(jì)

方案一：采用固定步長最大功率點(diǎn)跟蹤

由于系統(tǒng)隨著電壓的升高，功率變化呈現(xiàn)先增后減的趨勢(shì)。STM32單片機(jī)通過采樣電路對(duì)電壓和電流進(jìn)行采樣，進(jìn)而改變PWM占空比，并利用基于固定步長擾動(dòng)法的MPPT算法實(shí)現(xiàn)軟件追蹤最大功率點(diǎn)。由于步長固定且不含停止位，將極大影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，且存在響應(yīng)速度與精度之間的矛盾。

方案二：采用可變步長最大功率點(diǎn)跟蹤

同樣借助STM32單片機(jī)對(duì)電路的電壓電流進(jìn)行采樣，利用基于可變步長且含有算法停止位的MPPT算法實(shí)現(xiàn)軟件追蹤最大功率點(diǎn)。該算法能夠保證在遠(yuǎn)離最大功率點(diǎn)以大步長進(jìn)行擾動(dòng)，在靠近最大功率點(diǎn)時(shí)能夠以小步長進(jìn)行擾動(dòng)，從而同時(shí)保證了系統(tǒng)響應(yīng)的速度和精度。

綜合以上兩種方案，選擇方案二。

2.3 負(fù)載恒壓方案設(shè)計(jì)

方案一：PID恒壓

對(duì)負(fù)載兩端的電壓進(jìn)行采樣，通過PID調(diào)節(jié)PWM占空比，保證負(fù)載電壓穩(wěn)定在30V。但采樣電路存在誤差，且與硬件反饋相比實(shí)時(shí)性較差，軟件設(shè)計(jì)中調(diào)節(jié)參數(shù)的難度較大。

方案二：帶反饋的可調(diào)Boost恒壓電路

利用硬件采樣電路，對(duì)Boost電路的變比進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，對(duì)硬件設(shè)計(jì)要求較高，但調(diào)節(jié)的準(zhǔn)確性以及實(shí)時(shí)性都較好。

綜合以上兩種方案，選擇方案二。

2.4 恒流充電方案設(shè)計(jì)

方案一：采用AD620運(yùn)放，AD620運(yùn)放是一個(gè)低成本、高精度的儀表放大器，使用方便．但輸入共模電壓范圍太小且靜態(tài)功耗較大，無法滿足題目要求中的電壓及功耗要求。

方案二：采用TPS5430開關(guān)電源，輸出電壓有三種規(guī)格，板采用子開窗設(shè)計(jì)降低紋波，固定500kHz轉(zhuǎn)換速率，有過流保護(hù)及熱斷功能；同時(shí)，其關(guān)狀態(tài)僅有17μA精止電流內(nèi)部軟起動(dòng)，功耗較小，理論轉(zhuǎn)換率可達(dá)到95%。

經(jīng)比較，采用方案二為電池提供穩(wěn)定充電電流。

2.5 電池供電模塊的比較與選擇

模式Ⅱ中四節(jié)容量2000-3000mAh的18650型鋰電池組和Us共同向負(fù)載供電。

方案一：串聯(lián)直接供電，將電池直接經(jīng)BUCK與Us共同加到負(fù)載上，由于鋰電池輸出電壓僅為6V，負(fù)載較大，此方法輸出電流Io將難以控制。

方案二：升壓并聯(lián)供電，采用LM5122升壓穩(wěn)壓器，將鋰電池輸出電壓升到30V與LT8705 BUCK電路并聯(lián)。此方案模式Ⅰ與模式Ⅱ在負(fù)載端電路大致相同，電路整體性高，較為方便執(zhí)行，且效率明顯較高。

因此我們選擇方案二作為本系統(tǒng)的電池供電模塊。

3 電路與程序設(shè)計(jì)

3.1 主電路設(shè)計(jì)

主電路前級(jí)由三個(gè)互補(bǔ)輸出的半橋組成，其中第一個(gè)半橋構(gòu)成Buck電路，第二個(gè)半橋構(gòu)成Boost電路，第三個(gè)半橋構(gòu)成雙向Buck-Boost電路。通過改變半橋MOSFET的占空比可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電壓以及后級(jí)電壓的控制，實(shí)現(xiàn)功率流向的變化，從而達(dá)到模式轉(zhuǎn)換的要求，如圖2。

圖2：主電路前級(jí)原理圖

主電路后級(jí)由一個(gè)單級(jí)Boost電路組成，通過TL494芯片和負(fù)載電壓采樣電路對(duì)輸出電壓進(jìn)行PI控制，從而使輸出電壓穩(wěn)定在30V，如圖3所示。

圖3：主電路后級(jí)原理圖

3.2 測(cè)量電路設(shè)計(jì)

電壓采樣電路由分壓電阻和隔離運(yùn)放LM358構(gòu)成，運(yùn)放接成電壓跟隨器模式并在其輸出端通過電容進(jìn)行濾波，提高電壓采樣精度，如圖4。電流采樣電路由采樣電阻和INA282構(gòu)成，電流流經(jīng)采樣電阻時(shí)在INA282的兩個(gè)輸入端產(chǎn)生電壓，電壓信號(hào)由INA282進(jìn)行放大輸出，通過單片機(jī)進(jìn)行采樣，從而獲得電流值，如圖5所示。

圖4：電壓測(cè)量原理圖

圖5：電流測(cè)量原理圖

3.3 軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)的程序主要由部分構(gòu)成：主函數(shù)循環(huán)和MPPT算法設(shè)計(jì)。

主程序負(fù)責(zé)人機(jī)交互，顯示系統(tǒng)的此時(shí)的最大功率以及此時(shí)MPPT算法的執(zhí)行狀態(tài)，方便使用過程中對(duì)于系統(tǒng)狀態(tài)的觀察，同時(shí)對(duì)PWM占空比進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，保證MPPT算法追蹤最大功率點(diǎn)，實(shí)時(shí)響應(yīng)Us的變化，同時(shí)由于采用可變步長，保證了系統(tǒng)響應(yīng)的速度和精度。

MPPT算法設(shè)計(jì)：距離最大功率點(diǎn)較遠(yuǎn)時(shí)，采用大步長進(jìn)行擾動(dòng)，當(dāng)靠近最大功率點(diǎn)時(shí)，將發(fā)生振蕩此時(shí)采用小步長進(jìn)行擾動(dòng)，在小步長發(fā)生振蕩時(shí)，連續(xù)取十次值求平均值作為占空比最終調(diào)節(jié)值，同時(shí)停止MPPT算法。當(dāng)Us發(fā)生變化時(shí)，MPPT算法開始執(zhí)行，直到追蹤到最大功率點(diǎn)停下。

3.4 優(yōu)化方案設(shè)計(jì)

● 增大輸出濾波的電容，電感參數(shù)。輸出紋波與輸出電容的關(guān)系式：

增大輸出電容值可減小紋波；或者考慮采用并聯(lián)的方式減小ESR值；或者使用LOWESR電容，低邊NMOS器件兩端的電阻-電容緩沖網(wǎng)絡(luò)可減少開關(guān)節(jié)點(diǎn)的振鈴和尖峰。

● 提高開關(guān)電源工作頻率，其紋波電流ΔI可由下式算出：

可以推導(dǎo)，增大L值，或者提高開關(guān)頻率可以減小電感內(nèi)的電流波動(dòng)。但是提高頻率可能降低電源的效率，所有應(yīng)通過測(cè)試選取合適的頻率。

● 采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET降低導(dǎo)通損耗。斬波電路的主要損耗是開關(guān)的損耗，通過采用導(dǎo)通電阻很低的CSD18532KCS MOS管可以明顯提高效率。

● 優(yōu)化PCB布線。在進(jìn)行PCB布線時(shí)，盡量使布局緊湊，走線短且直，改用了小電感、電容和小電阻，主電路使用大面積覆銅代替走線。

4 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

硬件調(diào)試：分為單模塊調(diào)試和多模塊聯(lián)合調(diào)試。完成模塊之后，在DC電源供電情況下測(cè)量兩端電壓;多模塊聯(lián)調(diào)階段，將電路正確連接好之后，用萬用表測(cè)量電壓、電流參數(shù)。

軟件調(diào)試：程序調(diào)試無誤后下載至單片機(jī)，初步測(cè)試單片機(jī)端口輸出；完成設(shè)計(jì)好的系統(tǒng)軟硬件各單元測(cè)試后，進(jìn)行系統(tǒng)聯(lián)調(diào)，將所有模塊連入統(tǒng)一電路。

驗(yàn)證各模塊之間交互的正確性和接口的兼容性，按照題目要求計(jì)算整體功能參數(shù)與要求進(jìn)行對(duì)比并調(diào)整。

4.1 測(cè)量儀器與測(cè)量方式

如表1所示。

表1：測(cè)試儀器列表

4.2 設(shè)計(jì)要求及對(duì)應(yīng)實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)論

要求1：U=50V，I=1.2A條件下，變換器工作在模式I，U=30V±0.1V，I≥0.1A。如表2所示。

表2：測(cè)試結(jié)果（1）

結(jié)論：在給定條件下，變換器工作在模式Ⅰ，U= 30.02V，I=0.484A，符合要求。

要求2：I=1.2A， U由45V增加至55V，電壓調(diào)整率S≤0.5%。如表3所示。

表3：測(cè)試結(jié)果（2）

結(jié)論：給定條件下，電壓調(diào)整率為0.067%，S小于0.5%，符合要求。

要求3：U=50V，I由1.2A減小至0.6A，負(fù)載調(diào)整率S≤0.5%。如表4所示。

表4：測(cè)試結(jié)果（3）

結(jié)論：給定條件下，負(fù)載調(diào)整率近乎為0（部分結(jié)果受測(cè)量儀器精度影響），S小于0.5%，符合要求。

要求4：U=50V，I=1.2A條件下，變換器效率η≥90%。如表5所示。

表5：測(cè)試結(jié)果（4）

結(jié)論：給定條件下，變換器效率為90.08%，η大于90%，符合要求。

表6：測(cè)試結(jié)果（5）

要求6：U=35V，I=1.2A條件下，變換器工作在模式II，U=30V±0.1V，效率 。如表7所示。

表7：測(cè)試結(jié)果（6）

結(jié)論：給定條件下，變換器工作在模式II，Uo=29.95, η=95.2%。符合要求。

要求7：U=35V，I由1.2A減小至0.6A，變換器能夠從模式II自動(dòng)轉(zhuǎn)換到模式I，負(fù)載調(diào)整率S≤0.1%。如表8所示。

表8：測(cè)試結(jié)果（7）

結(jié)論：給定條件下，變換器能夠從模式II自動(dòng)轉(zhuǎn)換到模式I，S=0.067%。符合要求。

5 總結(jié)

以STM32F103ZET6單片機(jī)為控制核心，設(shè)計(jì)制作了三端口DC-DC變換電路，其主電路拓?fù)溆扇齻€(gè)互補(bǔ)輸出的半橋和一個(gè)單級(jí)Boost電路組成，所用的核心技術(shù)為PID硬件控制和MPPT算法。35V轉(zhuǎn)換效率高達(dá)95%，50V、1.2A時(shí)高達(dá)90%。系統(tǒng)能自動(dòng)轉(zhuǎn)換工作模式并保持U=30V±0.1V。整個(gè)系統(tǒng)穩(wěn)定可靠，完成了任務(wù)要求的所有功能，各項(xiàng)指標(biāo)均符合或超出了任務(wù)要求。