中心頻率與輸出端口可重構(gòu)的新型濾波分支線電橋

朱 旭，楊 健，楊 濤

（1. 中國人民解放軍 32802部隊，北京 100191；2. 電子科技大學電子科學與工程學院，四川成都 611731）

1 引言

分支線電橋和帶通濾波器在無線通信射頻前端中被大量使用. 為了縮小電路尺寸，降低電路級聯(lián)產(chǎn)生的失配損耗，使用集成濾波響應(yīng)的分支線電橋或稱濾波分支線電橋是一個有效的解決手段. 文獻［1］和文獻［2］分別設(shè)計了兩款固定工作頻率的濾波分支器電橋.為了進一步滿足認知無線電對多頻多模的應(yīng)用需求，具有頻率調(diào)節(jié)功能的可重構(gòu)器件因其具有減小電路體積以及降低設(shè)計復(fù)雜度的優(yōu)勢，受到了學術(shù)界前所未有的關(guān)注. 然而，具有頻率調(diào)節(jié)功能的可重構(gòu)濾波分支線電橋鮮有報道，在文獻［3］中，通過使用電長度可控的諧振器，一款頻率可調(diào)的濾波分支線電橋被成功設(shè)計. 然而，電路的插入損耗以及輸出平衡度不佳. 除了工作頻率的調(diào)節(jié)，為了進一步拓寬電路的應(yīng)用場景，提升連接接收機和發(fā)射機的匹配電路性能，實現(xiàn)對輸出端口的控制十分必要. 文獻［4］中給出了一款頻率、輸出功分比、耦合方向均可重構(gòu)的分支線電橋設(shè)計方案，然而，電路的輸出信號幅度平衡度不佳，尤其是工作在反向耦合模式時，信號幅度平衡度較差. 文獻［5］中，一款基于CMOS工藝的分支線電橋被提出，電路通過對電容電感進行控制實現(xiàn)輸出端口的切換. 通過調(diào)研，所有關(guān)于輸出端口可重構(gòu)的分支線電橋都沒有實現(xiàn)濾波響應(yīng)的集成，降低了在射頻前端中的適用范圍. 文獻［6］提出了一種頻率可調(diào)、工作模式可切換的多功能濾波電橋，然而無法實現(xiàn)在濾波分支線電橋工作模式下輸出端口的切換.

本文提出了一種集成頻率可調(diào)、輸出端口可切換的濾波分支線電橋設(shè)計方法，并基于PCB 工藝完成了電路設(shè)計、加工與測試，下面將給出具體的理論分析過程與測試結(jié)果.

2 理論分析

圖1 給出了所提出的濾波分支線電橋的電路結(jié)構(gòu)圖. 電路由4 個半波長階躍阻抗諧振器R1，R2，R3 和R4構(gòu)成. 接地的變?nèi)荻O管D0加載在諧振器的開路端用于頻率調(diào)節(jié)，其中心頻率調(diào)節(jié)原理與諧振器物理尺寸選擇可以參考文獻［8］中的方法. 背靠背連接的變?nèi)荻O管Dc1與Dc2加載與相鄰的諧振器之間用于控制諧振器的級間耦合，從而實現(xiàn)耦合器輸出端口的切換. 變?nèi)荻O管Dm與固定電容串聯(lián)后加載于電路的輸入、輸出端口用來改善阻抗匹配.

圖1 可重構(gòu)濾波分支線電橋結(jié)構(gòu)圖

本文提出的濾波分支線電橋的等效電路如圖2 所示，其中LC 并聯(lián)諧振單元用以等效半波長階躍阻抗諧振器. 等效特性導(dǎo)納為J1=aY0（其中a>0，Y0為端口導(dǎo)納）的+90°J變換器用于替代諧振器R1與R2、R3與R4之間的耦合. 等效特性導(dǎo)納為J1=bY0（其中b<0）的-90°J變換器用于替代諧振器R1 與R4、R2 與R3 之間的耦合. 該電路的輸出端口可以在沒有外接開關(guān)的條件下實現(xiàn)切換. 正向輸出模式如圖3（a）所示，端口1和端口4 分別為輸入端口和隔離端口，端口2 和端口3為輸出端口且輸出信號具有+90°的相差，即∠S21-∠S31=+90°. 反向輸出模式如圖3（b）所示，端口1 和端口2 分別為輸入端口和隔離端口，端口3 和端口4 為輸出端口且輸出信號具有-90°的相差，即∠S21-∠S31=-90°.

圖2 可重構(gòu)濾波分支線電橋等效電路

圖3 不同輸出模式原理圖

由于所提出的濾波分支線電橋關(guān)于平面PP′和QQ′平面對稱，可以通過奇偶模分析法對電路特性進行分析. 與文獻［6］中的設(shè)計步驟類似，可以計算出可重構(gòu)濾波分支線電橋的S參數(shù)為

其中，k0為給定濾波器指標后根據(jù)耦合諧振器理論得出的諧振器級間耦合系數(shù)，其綜合方法見文獻［7］. 本文假設(shè)耦合系數(shù)的負號對應(yīng)電感耦合，正號對應(yīng)電容耦合. 式（2）和式（3）表明耦合系數(shù)k12和k34需要保持電容耦合，耦合系數(shù)k13和k24需要保持電感耦合. 那么，通過選擇合適的耦合系數(shù)，滿足式（2）和式（3）的條件，所提出的可重構(gòu)濾波分支線電橋就可以實現(xiàn)輸出端口的切換.

為了得出可重構(gòu)濾波分支線電橋在不同輸出端口工作模式下所需要的耦合系數(shù)值，可以采用文獻［8］中的方法對諧振器間的耦合系數(shù)大小進行分析和計算.由于諧振器背靠背排列，并且環(huán)形半波長諧振器的中間部位間距較小，諧振器R1和諧振器R4（諧振器R2和諧振器R3）間的耦合由電感耦合主導(dǎo). 因此，當諧振器間沒有加載變?nèi)荻O管Dc1時，耦合系數(shù)k14和k23為電感耦合（k14<0，k23<0）. 當加載變?nèi)荻O管Dc1后，會引入額外的電容耦合用于抵消固有的電感耦合，從而導(dǎo)致級間總的耦合大小隨著變?nèi)荻O管Dc1引入的電容Cc1的增加而減小. 圖4（a）給出了諧振器R1 和R4（諧振器R2 和R3）間的耦合系數(shù)k14（k23）隨電容Cc1在不同諧振器間距s1下的計算值. 可以看出，耦合系數(shù)k14（k23）在維持負值的同時，隨著Cc1的增加而減小，因此可以通過控制電容Cc1的值，使得耦合系數(shù)k14（k23）滿足式（2）和式（3）.

圖4 耦合系數(shù)與級間加載電容大小的對應(yīng)關(guān)系(諧振器物理尺寸為l1=3.4 mm,l2=8.2 mm,w1=2 mm,w2=0.8 mm)

類似地，諧振器R1 和R2（諧振器R3 和R4）間的耦合由電容耦合主導(dǎo)［8］，總的耦合大小會隨著由變?nèi)荻O管Dc2引入的電容Cc2的增大而增加. 圖4（b）給出了諧振器R1 和R2（諧振器R3 和R4）間的耦合系數(shù)k12（k34）隨電容Cc2在不同諧振器間距s2下的計算值. 可以看出，耦合系數(shù)k12（k34）在維持正數(shù)的同時，隨著Cc2的增大而增加，因此可以通過控制電容Cc2的值，使得耦合系數(shù)k12（k34）滿足式（2）和式（3），從而實現(xiàn)可重構(gòu)濾波分支線電橋輸出端口的切換.

3 仿真與測試

中心頻率1.4 GHz、相對帶寬5%，波紋系數(shù)0.1 dB的準切比雪夫濾波器原型被用于可重構(gòu)濾波分支線電橋設(shè)計. 根據(jù)文獻［9］，初始的二階帶通濾波器的級間耦合系數(shù)為k0=0.069，外部品質(zhì)因數(shù)Qe=16.861. 根據(jù)式（2）和式（3），在正向輸出模式下，濾波分支線電橋所需的耦合系數(shù)為k12=k34=k0=0.069，k14=k23=-k0=-0.069；在反向輸出模式下，濾波分支線電橋所需的耦合系數(shù)為k12=k34=k0=0.069，k14=k23=-k0=-0.098. 為了實現(xiàn)所有端口與50 Ω 匹配，所有輸出模式下所需的端口外部品質(zhì)因數(shù)為Qe=16.861. 需要指出的是，外部品質(zhì)因數(shù)可以通過調(diào)節(jié)變?nèi)荻O管Dm以及輸入/輸出抽頭的位置l3進行調(diào)節(jié)，其設(shè)計方法可以參考文獻［8］.

提出的可重構(gòu)濾波分支線電橋使用厚度為25 mil的Rogers 6010 介質(zhì)板進行實物加工. 變?nèi)荻O管D0，Dm和Dc2使用的商用變?nèi)荻O管型號為MA46H202（Cj=0.7～7 pF），變?nèi)荻O管Dc1使用的商用變?nèi)荻O管型號為MA46H201（Cj=0.3～2.2 pF）. 6 pF 的集總電容與變?nèi)荻O管Dm串聯(lián)用于隔直以及端口匹配. 圖5 給出了所設(shè)計電路的實物照片，電路尺寸見表1.

圖5 可重構(gòu)濾波分支線電橋?qū)嵨镎掌?/p>

表1 電路物理尺寸/m

可重構(gòu)濾波分支線電橋在正向輸出模式下（∠S21-∠S31=90°）的S參數(shù)仿真與測試結(jié)果見圖6（a）～（c）. 其通帶的調(diào)節(jié)范圍為1.2～1.6 GHz，在相對帶寬為5%時的插入損耗（|S21|和|S31|）的變化范圍為（3+3.2）dB 至（3+2.7）dB. 通帶調(diào)節(jié)范圍內(nèi)的回波損耗（|S11|）和隔離度（|S41|）分別優(yōu)于15 dB 和13 dB. 圖6（d）為正向輸出模式下幅度與相位不平衡度測試結(jié)果，其中幅度不平衡度在1 dB帶寬內(nèi)優(yōu)于0.4 dB，所有工作中心頻率處的相位不平衡度均優(yōu)于2°.

圖6 正向工作模式下可重構(gòu)濾波分支線電橋S參數(shù)仿真與測試結(jié)果(注:相同顏色的測試曲線對應(yīng)相同的中心頻率)

可重構(gòu)濾波分支線電橋在反向輸出模式下（∠S21-∠S31=-90°的S參數(shù)仿真與測試結(jié)果見圖7（a）～（c）. 其通帶的調(diào)節(jié)范圍為1.2～1.6 GHz，在相對帶寬為5%時的插入損耗（|S31|和|S41|）的變化范圍為（3+3.3）dB 至（3+2.8）dB. 通帶調(diào)節(jié)范圍內(nèi)的回波損耗（|S11|）和隔離度（|S21|）分別優(yōu)于15 dB 和12 dB. 圖7（d）為反向輸出模式下幅度與相位不平衡度測試結(jié)果，其中幅度不平衡度在1 dB帶寬內(nèi)優(yōu)于0.4 dB，所有工作中心頻率處的相位不平衡度均優(yōu)于2°. 兩種工作模式均實現(xiàn)了良好的濾波以及分支線電橋性能.

圖7 反向工作模式下可重構(gòu)濾波分支線電橋S參數(shù)仿真與測試結(jié)果(注:相同顏色的測試曲線對應(yīng)相同的中心頻率)

表2 列出了本工作與其他輸出端口可切換分支線電橋的性能對比. 與文獻［4］對比，提出的濾波分支線電橋顯著提高了輸出信號間的幅度平衡度. 同時，本工作是目前唯一實現(xiàn)濾波響應(yīng)的輸出端口可切換分支線電橋. 低Q值的變?nèi)荻O管導(dǎo)致了加工電路較高的插入損耗，本方案選用的商用變?nèi)荻O管在該工作頻段下的無載Q值約為50，從而導(dǎo)致了電路具有較高的插入損耗. 為了改善電路的插入損耗，可以選用高Q值的變?nèi)莨埽ū热鏜EMS 工藝的變?nèi)莨埽錈o載Q值大于200）. 這里需要指出的是，運用文獻［4］和文獻［8］中控制諧振器間耦合系數(shù)的方法，本工作可以實現(xiàn)在兩種輸出模式下輸出功分比的調(diào)節(jié).

表2 本工作與其余端口可重構(gòu)分支線電橋性能對比

4 總結(jié)

本文提出了一種創(chuàng)新的可重構(gòu)濾波分支線電橋設(shè)計方法，通過改變?yōu)V波分支線電橋諧振器之間耦合的性質(zhì)與強弱實現(xiàn)電路工作頻率與信號輸出端口的靈活控制. 測試結(jié)果顯示該電路的中心頻率調(diào)節(jié)范圍為1.2～1.6 GHz，正向輸出和反向輸出時的相差分別為90°和-90°. 驗證電路展現(xiàn)了優(yōu)秀的調(diào)節(jié)能力與靈活的自由度. 該電路設(shè)計方案有望被應(yīng)用于認知無線電中.