城軌牽引電機溫度實時辨識方法研究

趙雷廷，劉 衎，張自強，許文中

（1. 中國鐵道科學研究院集團有限公司，北京 100094；2. 天津一號線軌道交通運營有限公司，天津 300350）

1 引言

近年來，我國城市軌道交通（以下簡稱“城軌”）行業(yè)快速發(fā)展，前景廣闊。2020年由中國城軌協(xié)會正式發(fā)布的《中國城市軌道交通智慧城軌發(fā)展綱要》[1]明確提出要以信息化、智能化促進行業(yè)高質(zhì)量發(fā)展，其中關鍵工作之一就是建立城軌車輛健康保障體系[2]。異步電機作為牽引系統(tǒng)關鍵部件，其運行狀態(tài)直接影響行車安全。由于城軌車輛頻繁啟/停、加/減速度大，同時還存在坡道救援、大功率電制、輪徑差等工況，加之電機工作環(huán)境惡劣，經(jīng)常承受沖擊振動及大電流沖擊，因此，極易引起電機溫升過高，導致絕緣壽命降低[3]。為避免嚴重故障發(fā)生并為車載級或地面級故障預測與健康管理（Prognostics Health Management，PHM）系統(tǒng)提供電機健康管理有效數(shù)據(jù)，針對電機溫度的實時辨識將發(fā)揮巨大作用。然而，為減小電機體積，同時提高整個牽引傳動系統(tǒng)的可靠性并節(jié)約維修維護成本，目前部分城軌用異步電機已不再安裝速度傳感器和溫度傳感器[4-6]，鑒于此，如何在這種情況下實時準確獲得電機溫度尤其是轉(zhuǎn)子溫度，已成為城軌牽引傳動領域的技術難題。

目前已有大量學者展開相關研究，文獻[7-8]提出一種高頻信號注入法，對高頻下轉(zhuǎn)子電阻進行估計，再利用電阻與繞組溫度的函數(shù)獲取電機轉(zhuǎn)子溫度值，該方法雖然簡單易實現(xiàn)，但會產(chǎn)生電機轉(zhuǎn)矩脈動；文獻[9-11]采用全階自適應觀測器同時在線辨識電機轉(zhuǎn)速和定子電阻，但該方法不能直接辨識轉(zhuǎn)子電阻阻值，獲取電機轉(zhuǎn)子側(cè)溫度；文獻[12]應用神經(jīng)網(wǎng)絡技術，將電壓模型輸出的轉(zhuǎn)子磁鏈作為參考值，通過反向傳播算法使神經(jīng)網(wǎng)絡輸出的轉(zhuǎn)子磁鏈估計值跟隨參考值，既而間接辨識轉(zhuǎn)子電阻，然而，基于神經(jīng)網(wǎng)絡技術的辨識方法結構過于復雜，運算時間長，難于工程實現(xiàn)。針對上述問題，本文提出一種多模式電機溫度實時辨識方法，當牽引變流器處于激活狀態(tài)時，以矢量+標量電機控制策略為基礎，研究溫度變化對控制性能的影響，利用電機矢量控制模式下矢量相角跟隨器輸出的補償頻率或者標量控制模式下轉(zhuǎn)矩電流分量調(diào)節(jié)器輸出的補償頻率來實時調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子電阻，之后利用電阻與繞組溫度的函數(shù)獲取電機轉(zhuǎn)子溫度值；當牽引變流器處于封鎖狀態(tài)時，建立異步電機等效熱模型，綜合考慮車輛運行速度對電機溫度的影響，構建溫度調(diào)節(jié)器，直接針對電機轉(zhuǎn)子溫度進行辨識。最后以額定功率180 kW的異步電機為例，在半實物仿真平臺以及實際地鐵運行線路上進行實驗驗證。

2 城軌牽引控制系統(tǒng)

本文所述城軌牽引控制系統(tǒng)采用現(xiàn)場可編程門陣列（Field Programmable Gate Array，F(xiàn)PGA）+數(shù)字信號處理器（Digital Signal Processing，DSP）的系統(tǒng)構架實現(xiàn)基于無速度傳感器控制技術的高性能異步電機控制算法。電機溫度的實時變化使轉(zhuǎn)子電阻阻值發(fā)生實時變化，如果控制用阻值與實際阻值相差過大則使電機控制算法中轉(zhuǎn)子磁場定向不準，轉(zhuǎn)矩實際發(fā)揮與指令值不一致，因此，控制系統(tǒng)通過分別在矢量控制模式和標量控制模式下設計矢量相角跟隨器和轉(zhuǎn)矩電流分量調(diào)節(jié)器補償定子頻率給定值，最終彌補因溫度變化導致參數(shù)誤差帶來的影響。

2.1 電機溫度對控制性能的影響

城軌異步電機的溫度受外界環(huán)境溫度以及車輛運行工況變化影響，在一定范圍內(nèi)實時發(fā)生變化，通常由于電機轉(zhuǎn)子繞組散熱困難，既而發(fā)熱較為嚴重[13]。因此，在車輛啟動后轉(zhuǎn)子電阻變化范圍較大。然而，異步電機磁場定向控制策略中磁鏈觀測器、轉(zhuǎn)差頻率計算皆依賴于電機參數(shù)，如果控制用參數(shù)與實際參數(shù)偏差過大，則實際磁鏈的角度和幅值均會與指令出現(xiàn)偏差，造成電機過勵磁或者欠勵磁，最終降低電機轉(zhuǎn)矩發(fā)揮的穩(wěn)態(tài)精度和動態(tài)響應。

牽引控制系統(tǒng)一般將磁鏈給定值設置為額定磁鏈，根據(jù)電機轉(zhuǎn)速設計弱磁曲線，因此，勵磁電感和轉(zhuǎn)子電感控制用參數(shù)與實際值通常偏差較小，本文在分析電機溫度對控制性能影響時忽略上述偏差，從而得到控制系統(tǒng)觀測磁鏈 與實際磁鏈 的比值[14]：

式（1）中， 為轉(zhuǎn)差頻率；tr=Lr/Rr為實際轉(zhuǎn)子時間常數(shù)； 為控制用轉(zhuǎn)子時間常數(shù)；Lr為實際轉(zhuǎn)子電感；Rr為實際轉(zhuǎn)子電阻； 為控制用轉(zhuǎn)子電阻。根據(jù)式（1）分析電機溫度變化導致轉(zhuǎn)子電阻正負偏差50%情況下，觀測磁鏈與實際磁鏈之間的幅值和相位誤差，如圖1所示。

圖1 轉(zhuǎn)子電阻偏差情況下的磁鏈幅值與相位誤差

當控制用轉(zhuǎn)子電阻 大于實際轉(zhuǎn)子電阻Rr時，觀測磁鏈幅值大于實際磁鏈，相位超前實際磁鏈，且磁鏈偏差與轉(zhuǎn)差頻率無關，此時，控制系統(tǒng)中的轉(zhuǎn)矩電流給定值將在實際磁鏈的反方向上產(chǎn)生一個分量導致電機運行于欠勵磁狀態(tài)；當控制用轉(zhuǎn)子電阻 小于實際轉(zhuǎn)子電阻Rr時，情況相反，觀測磁鏈幅值小于實際磁鏈，相位滯后實際磁鏈，且磁鏈的偏差與轉(zhuǎn)差頻率無關，此時，控制系統(tǒng)中的轉(zhuǎn)矩電流給定值將在實際磁鏈的正方向上產(chǎn)生一個分量導致電機運行于過勵磁狀態(tài)。

綜上所述，電阻的偏差一定會導致磁場定向不準確，使得轉(zhuǎn)矩電流分量和勵磁電流分量錯誤解耦，電機轉(zhuǎn)矩無法實時跟蹤給定值，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能下降。

2.2 電機控制策略

基于上述電機溫度對控制性能的影響分析，為達到電機溫度辨識的目的，文章以無速度傳感器電機控制策略為基礎提取相關特征量，用于補償定子頻率給定值，從而彌補電機轉(zhuǎn)子參數(shù)偏差導致的轉(zhuǎn)子磁場定向誤差。其后，根據(jù)不同工況采用不同模式來調(diào)節(jié)控制用轉(zhuǎn)子電阻參數(shù)，使上述補償量逐漸趨近于零，從而實現(xiàn)轉(zhuǎn)子電阻的在線辨識，進而推算電機轉(zhuǎn)子當前溫度。

當電機運行于額定頻率以下時，控制系統(tǒng)采用矢量控制模式，如圖2所示，根據(jù)網(wǎng)絡系統(tǒng)發(fā)送的轉(zhuǎn)矩指令，綜合考慮電機額定磁鏈，計算得到轉(zhuǎn)矩電流給定值以及勵磁電流給定值；通過A/D采集和坐標變化獲取旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)矩電流反饋值和勵磁電流反饋值，既而構建雙電流比例積分（Proportional integral，PI）調(diào)節(jié)器從而輸出電機電壓補償量，其與前饋電壓相加后結合直流側(cè)電壓采樣值計算得到調(diào)制度。

圖2 基于無速度傳感器控制技術的電機矢量控制算法框圖

DSP中設計磁鏈觀測器及轉(zhuǎn)速自適應率用以完成解耦角度觀測和電機轉(zhuǎn)速辨識，其中解耦角度觀測值與旋轉(zhuǎn)坐標系下的電壓矢量角度相加得到靜止坐標系下電壓矢量角度，該角度與FPGA輸出的電壓矢量積分角度一同作為矢量相角跟隨器的輸入，從而輸出頻率實時對定子頻率給定值進行補償。

FPGA則利用DSP計算的調(diào)制度、電機定子頻率給定值最終完成脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM），以及電壓矢量角度積分和電機電壓重構功能。

當電機運行于額定頻率以上時，電壓達到額定值，調(diào)制度恒為1.0，PWM脈沖進入方波模式，此時電機電壓幅值無法再進行調(diào)節(jié)，因此，控制系統(tǒng)將由矢量控制模式切換至標量控制模式，如圖3所示。該模式下雙電流PI調(diào)節(jié)器以及矢量相角跟隨器被取消，設計新的轉(zhuǎn)矩電流分量調(diào)節(jié)器輸出頻率實時補償定子頻率給定值，從而實現(xiàn)對電壓相位的調(diào)節(jié)以達到控制電機轉(zhuǎn)矩發(fā)揮的目的。

圖3 基于無速度傳感器控制技術的電機標量控制算法框圖

3 電機溫度實時辨識

在城軌牽引變流器激活狀態(tài)下，異步電機工作過程中必然存在損耗，損耗轉(zhuǎn)換為熱量從而使電機溫度升高，而控制系統(tǒng)中除電機溫度變化導致的電機參數(shù)偏差之外，模擬量采樣周期、離散控制周期、PWM脈沖比較值加載周期以及轉(zhuǎn)速辨識精度都對磁場準確定向有一定影響。本文所述控制系統(tǒng)采用高性能A/D采樣芯片及DSP芯片，實現(xiàn)高頻采樣和控制計算，大幅度減小了控制延時和離散誤差；通過FPGA實現(xiàn)PWM脈沖生成，實現(xiàn)比較值實時加載；同時，利用閉環(huán)磁鏈觀測器和轉(zhuǎn)速自適應率將轉(zhuǎn)速辨識誤差控制在0.5%之內(nèi)。因此，如果矢量控制模式下矢量相角跟隨器輸出的補償頻率或者標量控制模式下轉(zhuǎn)矩電流分量調(diào)節(jié)器輸出的補償頻率過大，超過既定閾值，則可以認為是由于電機參數(shù)偏差所引起。

鑒于此，將補償頻率、當前控制模式、牽引/制動狀態(tài)、電機轉(zhuǎn)速作為輸入，設計電機轉(zhuǎn)子電阻調(diào)節(jié)器，以控制補償頻率逐漸趨向于零為目標，實時修正控制用電機轉(zhuǎn)子電阻阻值，從而間接估算電機溫度。

當牽引變流器封鎖時，電機電壓和電流為0，無損耗產(chǎn)生。此時電機溫度主要受車輛走行風以及封鎖時間影響逐漸降低。因此，基于異步電機等效熱模型，建立溫度調(diào)節(jié)器直接估算電機溫度。

3.1 變流器激活狀態(tài)下電機溫度辨識

當城軌牽引變流器處于激活狀態(tài)時，異步電機正常工作，其溫度的辨識策略構架如圖4所示。

由于異步電機運行全速度范圍內(nèi)，電機控制模式、PWM脈沖模式、牽引/制動力級位都可能實時切換或變化，因此將補償頻率作為輸入設計電阻調(diào)節(jié)器需要根據(jù)當前牽引控制系統(tǒng)所處狀態(tài)設計不同的調(diào)節(jié)方法以及關鍵系數(shù)。以車輛向前行駛為例，調(diào)節(jié)模式及對應調(diào)節(jié)方法如表1所示。

表中參數(shù)調(diào)節(jié)閾值主要與控制系統(tǒng)延時和轉(zhuǎn)速辨識誤差相關，本文認為補償頻率如果小于參數(shù)調(diào)節(jié)閾值時，并不是由于電機參數(shù)偏差導致的，因此，轉(zhuǎn)子電阻調(diào)節(jié)值維持不變。調(diào)節(jié)方法中系數(shù)k需要根據(jù)仿真結果以及實際車輛運行實驗數(shù)據(jù)相應設置調(diào)整；fa、fi分別為矢量控制模式下矢量相角跟隨器輸出的補償頻率和標量控制模式下轉(zhuǎn)矩電流分量調(diào)節(jié)器輸出的補償頻率；Rrr為轉(zhuǎn)子電阻的調(diào)節(jié)量；Rr0為上一控制周期轉(zhuǎn)子電阻的調(diào)節(jié)量；定義控制用轉(zhuǎn)子電阻初始值為Rri，則可以得到最終的轉(zhuǎn)子電阻辨識值Rrf為：

利用式（3）得到對應電阻阻值的電機轉(zhuǎn)子溫度：

式（3）中，kT為電阻材料對應的溫變常量；R0為T0溫度下對應的轉(zhuǎn)子電阻阻值；通?？梢赃x定電機設計文件中150 ℃對應阻值，由此可以實時辨識出電機溫度值Tt。

3.2 變流器激活封鎖下電機溫度辨識

當城軌牽引變流器處于封鎖狀態(tài)后，電機定/轉(zhuǎn)子側(cè)的損耗變?yōu)榱?，定子?cè)剩余熱量將從2個途徑散出：其一是由定子繞組經(jīng)機殼表面直接傳播到外界；其二是經(jīng)過氣隙傳至轉(zhuǎn)子鐵芯，再經(jīng)過電機軸承傳播至外界。同理，轉(zhuǎn)子側(cè)剩余熱量亦有2個途徑：其一是由轉(zhuǎn)子鐵芯經(jīng)電機軸承之間傳播到外界；其二是經(jīng)過氣隙傳至定子繞組，再經(jīng)過機殼表面?zhèn)鞑ブ镣獠縖15]。與此同時，實際車輛用異步電機都配有散熱系統(tǒng)，通常利用電機轉(zhuǎn)軸上的風扇或者車輛運行產(chǎn)生的走行風對電機進行散熱，因此，可建立等效熱模型如圖5所示。

圖5中Ts、Tq、Tr、T0分別為定子側(cè)溫度、氣隙溫度、轉(zhuǎn)子側(cè)溫度以及外界環(huán)境溫度；Gs和Gr分別為定子側(cè)傳熱系數(shù)和轉(zhuǎn)子側(cè)傳熱系數(shù)；Gs，0為定子側(cè)與外界環(huán)境之間的傳熱系數(shù)；Gs，q為考慮散熱系統(tǒng)影響的定子側(cè)與氣隙之間的傳熱系數(shù)；Gr，q為考慮散熱系統(tǒng)影響的轉(zhuǎn)子側(cè)與氣隙之間的傳熱系數(shù)；Gs為定子側(cè)熱熔；Gr為轉(zhuǎn)子側(cè)熱熔；n為當前電機轉(zhuǎn)速。根據(jù)能量守恒原理，固定時間步長內(nèi)，一個無損耗系統(tǒng)內(nèi)的物體凈能量得流失會以溫度的形式體現(xiàn)，如式（4）所示為針對電機轉(zhuǎn)子側(cè)溫度的描述：

圖5 異步電機等效熱模型

通常氣隙溫度可以取定子側(cè)和轉(zhuǎn)子側(cè)溫度的平均值，設置控制系統(tǒng)離散計算周期為Δt，經(jīng)過離散化之后可以得到轉(zhuǎn)子溫度調(diào)節(jié)器：

式（5）中，Tr，s為轉(zhuǎn)子側(cè)與定子側(cè)的溫度差，實際工程應用中可以通過地面實驗在牽引變流器激活狀態(tài)下測試擬合得到。最終利用式（5）得到電機轉(zhuǎn)子溫度值。該溫度值還將作為牽引變流器下次激活時刻控制用轉(zhuǎn)子電阻初始值計算的輸入。

4 半實物仿真及車輛運行實驗

文章針對研究內(nèi)容首先搭建半實物仿真平臺進行測試，如圖6所示。其采用基于以太網(wǎng)的分布式構架，由模擬顯示系統(tǒng)、城軌牽引控制單元（Traction Control Unit，TCU）、實時仿真系統(tǒng)、信號處理系統(tǒng)及數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)等組成。

圖6 城軌牽引傳動系統(tǒng)整車半實物仿真平臺

其中，模擬顯示系統(tǒng)用于模擬車輛司控臺及車輛網(wǎng)絡控制功能，向TCU發(fā)出指令信息；實時仿真系統(tǒng)建立異步電機、牽引變流器、直流回路等電氣模型；信號處理系統(tǒng)完成仿真機與TCU之間信號轉(zhuǎn)換；最后利用數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)獲取仿真結果，并發(fā)送至上位機進行儲存和顯示。異步電機模型參數(shù)如表2所示，并且在變流器激活狀態(tài)下電阻參數(shù)可實現(xiàn)手動調(diào)節(jié)，在變流器封鎖狀態(tài)下，電阻參數(shù)根據(jù)等效熱模型自動變化。

表2 電機參數(shù)

如圖7所示為基于無速度傳感器控制技術的異步電機在20 km/h穩(wěn)態(tài)速度點下，系統(tǒng)處于矢量控制模式，電機轉(zhuǎn)矩發(fā)揮滿轉(zhuǎn)矩工況。通過手動修改模型中電機轉(zhuǎn)子電阻阻值在40 s內(nèi)從0.018 Ω增加至0.03 Ω，從而模擬實際電機運行過程中溫度變化。實際上電機溫度是大慣性變量，變化較為緩慢而仿真測試為了節(jié)約測試時間，同時最大限度測試辨識算法的動態(tài)響應能力，因此，模型中電阻變化速度的設置遠快于實際情況。

圖7 矢量控制模式下電機溫度升高辨識結果

分析可知，當模型修改實際轉(zhuǎn)子電阻阻值之后，電機轉(zhuǎn)矩仍發(fā)揮穩(wěn)定，電阻調(diào)節(jié)器實時針對轉(zhuǎn)子電阻進行調(diào)節(jié)，過程中矢量相角跟隨器輸出頻率先增大后減小，最終逐漸收斂于0 Hz附近，轉(zhuǎn)子電阻最終穩(wěn)定在0.029Ω，與模型設置的0.03Ω相比穩(wěn)態(tài)誤差約為3.3%，電機辨識溫度在40 s左右時間內(nèi)趨于穩(wěn)定并達到178.3℃，動態(tài)響應良好。

如圖8所示在20 km/h穩(wěn)態(tài)速度點下，TCU控制牽引變流器模型處于封鎖狀態(tài)，2 min后激活，并將轉(zhuǎn)矩發(fā)揮至100%，再經(jīng)過15 s后手動修改模型中電機轉(zhuǎn)子電阻在40 s內(nèi)從0.025Ω減小至0.018Ω。

圖8 矢量控制模式下電機溫度降低辨識結果

分析可知，當變流器封鎖時，電機辨識溫度在2 min之內(nèi)從130.9 ℃緩慢下降至125.1℃，對應轉(zhuǎn)子電阻阻值從0.0256 Ω緩慢下降至0.0253 Ω；激活之后轉(zhuǎn)子電阻調(diào)節(jié)器開始發(fā)揮作用，輸出電機辨識轉(zhuǎn)子電阻0.0255Ω，隨著仿真機手動調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子阻值變化，矢量相角跟隨器輸出補償頻率先增大后減小，逐漸收斂于0 Hz附近，轉(zhuǎn)子電阻阻值最終穩(wěn)定在0.0185Ω，與模型設置的0.018Ω相比穩(wěn)態(tài)誤差約為2.7%，電機辨識溫度在40 s左右時間內(nèi)趨于穩(wěn)定并達到41.8℃，動態(tài)響應良好。

同理，如圖9所示為60 km/h穩(wěn)態(tài)速度點，系統(tǒng)處于標量控制模式下測試結果，電機轉(zhuǎn)矩仍發(fā)揮滿轉(zhuǎn)矩。通過手動修改模型中電機轉(zhuǎn)子電阻在40 s內(nèi)從0.018Ω分6次逐漸增加至0.03Ω。

圖9 標量控制模式下電機溫度升高辨識結果

由此可見，每次模型修改實際轉(zhuǎn)子電阻阻值時，電機轉(zhuǎn)矩可保持穩(wěn)定發(fā)揮，轉(zhuǎn)矩電流分量調(diào)節(jié)器輸出補償頻率會有明顯的突變，然后逐漸減小收斂于0 Hz附近。電阻調(diào)節(jié)器實時針對轉(zhuǎn)子電阻進行調(diào)節(jié)，轉(zhuǎn)子電阻阻值最終穩(wěn)定在0.0283Ω，與模型設置的0.03Ω相比穩(wěn)態(tài)誤差約為5.6%，電機辨識溫度在40 s左右時間內(nèi)趨于穩(wěn)定并達到168.1℃，動態(tài)響應良好。

如圖10所示為60 km/h穩(wěn)態(tài)速度點下，TCU控制牽引變流器模型處于封鎖狀態(tài)，90 s之后激活，并將轉(zhuǎn)矩發(fā)揮至100%，手動修改模型中電機轉(zhuǎn)子電阻阻值在40 s內(nèi)從0.0256Ω減小至0.018Ω。

圖10 標量控制模式下電機溫度降低辨識結果

分析可知，當牽引變流器封鎖時，溫度調(diào)節(jié)器輸出電機辨識溫度從129.6℃緩慢下降至120.5℃，對應阻值從0.0256Ω緩慢下降至0.0249Ω；激活之后轉(zhuǎn)子電阻調(diào)節(jié)器開始發(fā)揮，輸出電機辨識轉(zhuǎn)子電阻0.025Ω，隨著仿真機手動調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子阻值變化，轉(zhuǎn)矩電流分量調(diào)節(jié)器輸出補償頻率先增大后減小，逐漸收斂于0附近，轉(zhuǎn)子電阻阻值最終穩(wěn)定在0.019Ω，與模型設置的0.018Ω相比穩(wěn)態(tài)誤差約為5.5%，電機辨識溫度響應在40 s左右時間內(nèi)趨于穩(wěn)定達到40.5℃動態(tài)響應良好。半實物仿真測試結果如表3所示。

表3 半實物測試結果

圖11所示為實際車輛工作于自動駕駛模式（Automatic Train Operation，ATO），在接近8 min時間內(nèi)經(jīng)過3站正常啟停的測試結果。過程中在信號系統(tǒng)調(diào)節(jié)下電機轉(zhuǎn)矩隨運行速度實時變化。電機溫度辨識值基本穩(wěn)定在110～130 ℃之間，對應轉(zhuǎn)子電阻阻值在0.024 ～0.0255Ω變化?？梢钥闯霎斳囕v在加減速運行過程中，牽引變流器激活狀態(tài)下，電機溫度在實時快速的調(diào)節(jié)；而當車輛運行速度為零時即到站停車，牽引變流器封鎖脈沖，電機溫度則按照一定的規(guī)律緩慢下降。

圖11 實際車輛ATO模式下辨識結果

綜上所述，結合半實物仿真測試結果和車輛實際運行測試結果，本文研究的多模式電機溫度實時辨識方法在牽引系統(tǒng)各工況下辨識誤差較小且動態(tài)響應較快。

5 結束語

基于城軌車輛安全運營以及健康管理的需求，文章以無速度傳感器電機控制策略以及異步電機等效熱模型為基礎，提出一種多模式電機溫度實時辨識方法。當牽引變流器處于激活狀態(tài)時，通過辨識轉(zhuǎn)子電阻值結合電阻與繞組溫度的函數(shù)關系，從而獲取電機轉(zhuǎn)子溫度值；當牽引變流器處于封鎖狀態(tài)時，通過建立異步電機等效熱模型，直接針對電機轉(zhuǎn)子溫度進行辨識。實現(xiàn)了在不新增任何傳感器的基礎上，車輛運行全工況針對異步電機溫度的實時辨識，且文章所述方法的輸入皆為電信號及電機本體設計參數(shù)，當電機由于其他機械故障導致溫度異常升高時，并不影響溫度辨識的有效性。最終通過半實物仿真平臺及車輛運行實驗證明了該溫度辨識方法誤差小、動態(tài)響應快且工程應用效果良好，可為電機過溫預警、保護控制以及電機健康管理提供有效數(shù)據(jù)。