一種改進(jìn)型高增益Π 源DC-DC 變換器*

房緒鵬，臧 穎，闞興宸，王 旭

(山東科技大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，山東 青島 266590)

隨著新能源發(fā)電技術(shù)的迅速發(fā)展，高性能高增益的變換器拓?fù)湟呀?jīng)成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域一個(gè)重要的研究熱點(diǎn)，因此人們相繼開(kāi)發(fā)和研究了各種阻抗源網(wǎng)絡(luò)以滿足不同的工業(yè)應(yīng)用。Z 源變換器就是其中之一，文獻(xiàn)[1]中提出的拓?fù)溆幸恍┤秉c(diǎn)，如輸入電流斷續(xù)、不共地等，同時(shí)其升壓比也不能滿足某些應(yīng)用的要求。之后，為了提升Z 源網(wǎng)絡(luò)的性能，人們提出了不同的阻抗源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要分為兩類[2]。一類是不帶磁耦合電感的阻抗源網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)交換元件位置或者增加額外的元件構(gòu)成新的升壓?jiǎn)卧獊?lái)實(shí)現(xiàn)升壓，這些拓?fù)洳粌H增加了開(kāi)關(guān)損耗，還需要增加額外的成本，而且由于器件比較分散，相應(yīng)的電路和分析也隨著器件的增加變得更加復(fù)雜[3－4]。

為了解決這一問(wèn)題，提出了另一類帶磁耦合電感的阻抗源網(wǎng)絡(luò)，即用耦合電感在變換器中構(gòu)成磁耦合阻抗源，該網(wǎng)絡(luò)在不影響高增益的情況下減少了元件數(shù)目，從而產(chǎn)生具有耦合電感的各種阻抗源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?，而不是大量的分散元件[5－6]。與早期提出的無(wú)磁耦合電感的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，磁耦合阻抗源網(wǎng)絡(luò)具有更高的升壓能力和更低的直通占空比。文[7－10]中最先提出了兩繞組磁耦合阻抗源網(wǎng)絡(luò)，它提供了一種通過(guò)選擇耦合電感的特定匝數(shù)比來(lái)實(shí)現(xiàn)高電壓增益的方法，從而促進(jìn)了耦合電感阻抗源變換器的發(fā)展。此后文[11]中提出了三繞組磁耦合阻抗源網(wǎng)絡(luò)，Y 源作為典型的拓?fù)渲唬粌H繼承了Z 源變換器的共同優(yōu)勢(shì)，而且通過(guò)使用不同的占空比和匝數(shù)比可以獲得靈活的電壓增益，因此具有更大的設(shè)計(jì)靈活性。然而Y 源變換器的漏感嚴(yán)重影響了它的性能，可控開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)二極管的關(guān)斷延遲和可控開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷時(shí)出現(xiàn)的電壓尖峰均會(huì)增加其功率損耗[12]。隨后，文[13]提出了Δ 源阻抗網(wǎng)絡(luò)，采用三繞組的Δ 連接而不是Y 連接方式來(lái)減小漏感，從而可以減少二極管關(guān)斷延遲造成的功率損耗，同時(shí)也降低了總成本。然而，對(duì)于Δ 源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?，繞組數(shù)必須滿足繞組平衡的要求，所以Δ連接的引入降低了電壓增益的靈活性，導(dǎo)致三個(gè)耦合電感的性能與兩個(gè)耦合電感的性能相似[14]。在實(shí)際應(yīng)用中，幾乎不可能達(dá)到繞組平衡，所以在Δ回路中會(huì)產(chǎn)生環(huán)流，造成較大的損耗。為此，文[15]中提出的Π 源變換器，與傳統(tǒng)的Y 源和Δ 源結(jié)構(gòu)相比，它具有更小的磁芯尺寸、更寬的負(fù)載范圍和更小的環(huán)流，但傳統(tǒng)的Π 源網(wǎng)絡(luò)存在輸入電流不連續(xù)、電壓增益低等缺點(diǎn)，連續(xù)輸入電流是所有功率轉(zhuǎn)換工業(yè)應(yīng)用中的重要因素。

本文提出了一種改進(jìn)型磁耦合阻抗源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它是在傳統(tǒng)的Π 源網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)上增加一個(gè)無(wú)源吸收回路[16]。該結(jié)構(gòu)具有電壓增益高、輸入電流連續(xù)、共地等特點(diǎn)。所提出的電路拓?fù)溥€能夠有效降低輸出尖峰電壓，從而提高電路的工作效率。

1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

圖1 所示為提出的改進(jìn)型Π 源電路拓?fù)?，主要由三繞組耦合電感以Π 形連接，由6 個(gè)電容C0－5、2 個(gè)電感L1及L2、開(kāi)關(guān)管和負(fù)載組成。該主電路結(jié)構(gòu)可以看成在傳統(tǒng)的Π 源網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)上增加了一個(gè)由2 個(gè)LDC電路單元組合等效而成的準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)，實(shí)際上新增的結(jié)構(gòu)主要是一個(gè)無(wú)源吸收回路。對(duì)于由Π 形繞組組成的回路，根據(jù)KVL 定律并考慮三繞組耦合電感的電壓和匝數(shù)之間的關(guān)系，可得。

圖1 改進(jìn)型Π 源DC-DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

根據(jù)開(kāi)關(guān)管S的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)，該電路在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有兩種工作模態(tài)，包括直通和非直通狀態(tài)，其等效電路分別如圖2(a)和2(b)所示。

圖2 改進(jìn)型Π 源DC-DC 變換器等效電路

直通狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通，二極管D1和D2由于和電容反向并聯(lián)而關(guān)斷，二極管D0正向?qū)?。此時(shí)，電容釋放能量，電感儲(chǔ)存能量。電源Vin和電容C4、C5一起給電感L1和L2充電；電容C3、C5一起經(jīng)過(guò)開(kāi)關(guān)管S給電感L2充電；電容C1和C2向耦合電感網(wǎng)絡(luò)充電。則根據(jù)KVL 定律，可得

非直通狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管S關(guān)斷，二極管D1和D2正向偏置導(dǎo)通，二極管D0關(guān)斷。此時(shí)，電感釋放能量，電容儲(chǔ)存能量。電源Vin和電感L1一起通過(guò)二極管D1給電容C5充電；電感L2和耦合電感網(wǎng)絡(luò)一邊給電容C3、C4充電，一邊向負(fù)載供電。則根據(jù)KVL 定律，可得

設(shè)開(kāi)關(guān)管的直通占空比為d，通過(guò)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)對(duì)磁化電感Lm和電感L1、L2上的電壓運(yùn)用伏秒平衡原理，則有

由式(1)至(11)可得

所以，改進(jìn)型Π 源變換器的輸出電壓增益G為

2 拓?fù)鋵?duì)比

將所提出的拓?fù)渑c傳統(tǒng)的Π 源拓?fù)溥M(jìn)行比較，包括電壓增益和各器件電壓應(yīng)力。

為了更好地比較所提出的Π 源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浜蛡鹘y(tǒng)的Π 源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)涞纳龎耗芰?，在圖3 中畫出了這兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)的電壓增益G與繞組系數(shù)k和占空比d之間的關(guān)系。從圖中可以看出，改進(jìn)型Π 源網(wǎng)絡(luò)的升壓能力比傳統(tǒng)Π 源網(wǎng)絡(luò)有著更為顯著的提升。

圖3 兩種Π 源DC-DC 變換器升壓能力對(duì)比

由式(12)～式(17)可得出電容兩端的電壓為

利用圖2 中提出的拓?fù)涞牡刃щ娐?，直通狀態(tài)下二極管的電壓可以計(jì)算為

在非直通狀態(tài)下，D0和開(kāi)關(guān)管S的電壓表達(dá)式為

從上式中可以得出，在G一定的情況下，的大小僅與d有關(guān)，的大小僅與k有關(guān)，而的大小不僅與d有關(guān)，還與k值有關(guān)。表1比較了傳統(tǒng)型和改進(jìn)型Π 源變換器的各項(xiàng)參數(shù)。

表1 兩種Π 源DC-DC 變換器各項(xiàng)參數(shù)對(duì)比

圖4 各器件電壓應(yīng)力和增益的關(guān)系曲線

3 仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證所提出的變換器的可行性，用MATLAB/Simulink 進(jìn)行仿真波形分析，圖5 為k取2，3，4，5 時(shí)的電壓增益和直通占空比的關(guān)系曲線，當(dāng)d一定時(shí)，k越大，電壓增益G就越大；當(dāng)k一定時(shí)，d越大，G也隨之變大，但是d的取值范圍會(huì)受到k的影響，k越大，d的范圍就會(huì)變小，故該變換器在低占空比下可得到高電壓增益，從而可以減少開(kāi)關(guān)通態(tài)損耗。

圖5 電壓增益曲線

利用表2 中的電路參數(shù)對(duì)所提出的變換器進(jìn)行仿真。直通占空比設(shè)為0.2，繞組系數(shù)k＝2，可以計(jì)算出G＝5。根據(jù)式(16)，當(dāng)輸入電壓為12 V 時(shí)，理論輸出電壓應(yīng)為60 V。由圖6(a)可知實(shí)際輸出電壓值為58.7 V，與理論值相差不到2 V。

表2 電路參數(shù)

圖6 仿真波形

對(duì)電容仿真得到的波形如圖6(b)所示。電容C1(C2)、C3、C4和C5的電壓仿真結(jié)果分別為46.4 V、23.1 V、11.6 V 和23.5 V，通過(guò)理論關(guān)系計(jì)算出的值分別為48 V、24 V、12 V 和24 V，可以看出兩者結(jié)果基本上是一致的。

由于傳統(tǒng)型Π 源DC－DC 變換器升壓能力有限，增益達(dá)不到5 倍，所以選擇輸出電壓為20 V 時(shí)比較尖峰電壓大小。圖7 可以看出傳統(tǒng)型拓?fù)涞妮敵鲭妷杭夥遢^大，而改進(jìn)型拓?fù)涞碾妷杭夥遢^小，趨于穩(wěn)定時(shí)間更短，電壓波形也更加平穩(wěn)，說(shuō)明改進(jìn)型拓?fù)淠軌蛴行б种戚敵鲭妷杭夥?，提高電路可靠性?/p>

圖7 兩種Π 源DC-DC 變換器輸出電壓尖峰對(duì)比

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在仿真驗(yàn)證正確的基礎(chǔ)上，選取合適的元件搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行驗(yàn)證，如圖8 所示。數(shù)字信號(hào)處理器TMS320F2812 輸出的PWM 信號(hào)控制IGBT(型號(hào)為H25R1203)的導(dǎo)通與關(guān)斷，驅(qū)動(dòng)芯片KA962F 控制驅(qū)動(dòng)電路。通過(guò)調(diào)節(jié)PWM 信號(hào)，用示波器記錄實(shí)驗(yàn)的輸出波形，如圖9 所示，橫坐標(biāo)每格表示50 μs，縱坐標(biāo)每格表示30 V。

圖8 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖9 實(shí)驗(yàn)波形

改進(jìn)型Π 源DC－DC 變換器的工作效率如圖10所示，其效率呈下降趨勢(shì)，這是由于沖擊電流會(huì)導(dǎo)致較大的泄漏電流，使得有效的直通占空比降低，也導(dǎo)致增益和效率降低。當(dāng)電路從直通狀態(tài)轉(zhuǎn)換到非直通狀態(tài)時(shí)，可以有效降低輸出尖峰電壓。由于電壓尖峰會(huì)在開(kāi)關(guān)上產(chǎn)生很高的功率損耗，所以降低尖峰電壓能夠提高電路的工作效率，該變換器整體上效率是有所提高的。

圖10 改進(jìn)型Π 源DC-DC 變換器工作效率

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，與傳統(tǒng)的Π 源DC－DC 變換器相比，由于附加的吸收電路能夠有效吸收漏感能量，因此改進(jìn)型Π 源DC－DC 變換器具有較高電壓增益，電路的波形也更加平滑。在實(shí)驗(yàn)誤差允許的范圍內(nèi)，驗(yàn)證了理論分析的合理性。

5 結(jié)論

本文提出了一種改進(jìn)型Π 源DC－DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提出的變換器能夠有效地解決輸入電流不連續(xù)、尖峰電壓高、效率低等問(wèn)題。將Π 源網(wǎng)絡(luò)與無(wú)源吸收回路相結(jié)合，在不增加器件電壓應(yīng)力的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了更高的增益，輸出能力有了進(jìn)一步的提升，能夠廣泛地應(yīng)用于現(xiàn)代能源系統(tǒng)。